置，求出最大值，式中，P i為符號內采樣 序列總功率，Cnil為第m個符號內的第1個采樣序列，P i的最大值對應的下標I test即為最佳 采樣位置，取Itest對應的采樣序列向量，記做S b_band，將其對應的時間序列設置為0, Tsyni, ?T ...M T . d 丄 sym， u 丄 sym 丄 sym，
[0105] (9).基于Sbaseband對信號做頻偏補償。首先依據已知的調制制式和計算得到的 Sbaseband功率，求得幅度最大的星座點幅度的數學期望值，記做Mag _k，則搜索Sbaseband中與 Magpeak幅度相近的符號，比如典型的，幅度在區間[0.98Magpeak，I. IMagpeJ的點，形成一個 新的符號數列Slreak，元素數為Nlreak，及其對應的時間序列，如表2所示。
[0106] 表2時域信號Slreak及其對應的時間序列
[0108] 在實際工程中可以設定循環迭代消除頻率偏移的次數N&，則定義一個參量：首次 參與消除頻偏計算的符號數Mdf3v fi"t，進而定義增長底數factorin(：raasf；，如式（13)所示。
[0110] 第nell次參與頻率偏移消除的符號數
如式（14)所示：
[0111] 其中L」指向下取整，則在該次迭代中選取符號數列Speak中的前
個符號 進行處理。這樣每次處理的符號數都比前一次多。且避免是剛開始一次處理符號太多，符 號誤判導致的算法失效。從而提高了算法整體的穩定性，處理的流程是如下。
[0112] (10).求得參與運算的符號的相位序列，記做Phasefindpeak，然后判決這些參與運算 的符號，求得判決符號的相位序列Phase^ ldW進而使用（15)式求得兩者的相位差。
[0113] Phaseresldual= Phase f indpeak -Phasedecided (15)
[0114] 著時間線性變化的那部分增量就是由于頻率誤差導致的，則將 Phaserasldual對應的時間序列記做t_ldual，則使用（16)式求得本輪運算得到的殘余角頻率， 這個過程類似于做直線擬合求斜率。
[0116] 針對表2所示時域信號Speak的所有元素及其對應的時間序列，復數符號S p對應的 時間點是Sp，進行頻率誤差消除處理，得到新的符號Sp lell處理方法如式（17)所示：
[0117] Splell= Spexp(-j 。residual-ltp ) (17)
[0118] 則形成了新的最外圈符號序列Speak lell.如果解調涉及到濾波器，還需要對濾波器 的時域沖擊響應也進行對應的處理。
[0119] (11).針對Slreak lell依據（14)式選取新的前
個符號進行消除頻率誤差計 算，重復權利要求第9, 10條所述的算法，在這個循環中，顯然Slreak lell替代了原有的S _k，最 終形成了新的S_k Ml (對應的處理符號數是
然后將一^^^帶入下一輪循環 替代Slreak^ll…一般地對應的處理符號數是
一直到設定的第Nell次結 束，最終得到了逐次的殘余角頻率 。residual」>。residual-2 >。residual-3 ~。則總的角頻 率誤差是：
[0121] (12).步驟（11)中最后一輪循環形成甶
，進行系統性相位偏移的計算。 求得參與運算的符號的相位序列，記做Phasefind_k_F，然后判決這些參與運算的符號，求得 判決符號的相位序列Phased_d^F，進而使用（19)式求得兩者的相位差。
[0122] Phasedlff= Phase findpeak F-Phasedeclded F (19)
[0123] 求得所有Phasedlff的平均值，記做Phase dlff_aTC，即是系統性相位偏移。如果有必 要，消除系統性相位偏移的運算可以循環多次累計。
[0124] (13).消除抽樣符號序列的頻率誤差和系統性相位偏移。則就步驟⑶中提及的 符號序列Sbasf3band，其中包含Msyms個復數符號。一般地，設其中第m syms符號為
（對 應的時間為HisynisTsyni),則對每個符號進行如（19)所示處理。
[0126] 則基于Sbaseband形成了新的符號序列S baseband ell.
[0127] (14).將Sb_bandjH乘以一個系數，使得測量序列和判決符號序列的幅度均方根值 相等，進而可以通過比對計算，依據已有的標準化定義，得到誤差矢量幅度（EVM)、幅度誤差 (MagErr)、相位誤差（PhaseErr)等參量，而頻率誤差的計算基于式（18)通過（21)式計算 得到：
[0129] 實施案例
[0130] 利用本發明的方法對數字調制信號進行分析，信號參數和測量參數如表3所示。
[0131] 表3數字調制信號參數和測量參數
[0133] 依據步驟（2)對測量系統采樣速率進行驗證，驗證結果如圖1所示。顯然被測信 號等效頻譜在采樣FFT帶寬內，則通過了驗證；
[0134] 然后根據步驟（3)，基于測量系統已知參數進行綜合信噪比（SNR)驗證，結果如圖 2所示，圖3為基于步驟（6)得到帶通射頻采樣的頻譜；
[0135] 圖4基于步驟（7)做數字頻譜搬移后的頻譜（a)，和左右對稱補零擴展后的頻譜 (b)；
[0136] 圖5基于步驟（8)分析符號內不同采樣點對應的序列的平均功率分析結果；
[0137] 圖6基于步驟⑶分析得到64QAM星座圖，單個符號總采樣51點的第20個對應 的星座圖，即 Sbaseband?
[0138] 圖7基于步驟（9)和（10)做64QAM頻率誤差引起的相移分析，第1次分析；
[0139] 圖8基于步驟（9)和（10)做64QAM頻率誤差引起的相移分析，第2次分析；
[0140] 圖9基于步驟（9)和（10)得到64QAM符號星座圖外圍點，第2次消除頻率誤差；
[0141] 圖10基于步驟（9)和（10)做64QAM頻率誤差引起的相移分析，第11次分析；
[0142] 圖11基于步驟（9)和（10)得到64QAM符號星座圖外圍點，第11次消除頻率誤 差；
[0143] 圖12基于步驟（9)和（10)做64QAM頻率誤差分析共計11次，每次得到的頻率誤 差（或者稱之為殘余載波）增量，顯然是收斂的，這說明了算法的有效性；
[0144] 圖13基于步驟（12)做64QAM系統性相位偏移的計算，每次得到的系統性相位偏 移（簡稱為相移）增量，顯然是收斂的，這說明了算法的有效性；
[0145] 圖15基于步驟（14)對64QAM星座圖進行規范化處理，使得測量序列和判決符號 序列的幅度均方根值相等，據此計算數字調制誤差參量。
[0146] 表4為基于本發明的測量解調結果：
[0149] 以上所述的具體實施例，對本發明的目的、技術方案和有益效果進行了進一步詳 細說明，所應理解的是，以上所述僅為本發明的具體實施例而已，并不用于限制本發明，凡 在本發明的精神和原則之內，所做的任何修改、等同替換、改進等，均應包含在本發明的保 護范圍之內。
【主權項】
1. 一種數字解調和測量分析方法，其特征在于：包括以下步驟： (1) .對一個載波頻率為f。的調制信號以采樣率f；3進行抽樣，設其中N是整數，ΔFe(-1，1)，ΔF定義為中絕對值較小的 那一個，函數mod(X，y)是求X被y整除的余數，則采樣以后的信號等效載波頻率為f；，由公 式⑵計算得到： fe=AFfs (2); (2) .假設被采樣的所述調制信號的頻譜范圍為帶寬是B，則采 樣以后的頻譜范圍變為，而采樣率fs對應的采樣帶寬是，則如果 滿足（3)式所示的不等式，則認為該采樣頻率通過頻譜要求校驗；(3) .在通過步驟（2)所述的頻譜校驗的若干種采樣頻率中，選擇出較優的一個采樣頻 率fs; (4) .定義函數t