br>[0085]圖14中示出了用于使dc偏壓最優化的數字控制回路的一個實施例。即，該回路調 節DC偏壓的振幅，直到調頻元件通過零色散波長（131 Onm)進行掃描的時間符合在ac驅動波 形穿過零之后的固定延遲。該回路調節dc偏壓，使得激光器的波長掃描在固定波長開始，而 不管改變調諧元件的電壓敏感性的環境影響。采用與頻率最佳控制回路（圖13)中采用的相 同的光纖布拉格濾波器作為波長參考。通過經由數模轉換器(DAC)調節dc偏壓，微控制器將 來自DDS發生器的ac驅動波形的零交叉和在連接至光纖布拉格濾波器的光放大器的輸出端 處通過比較器生成的脈沖條紋之間的時間間隔保持在恒定等級。
[0086] 當實現在此所披露的系統時，與波形生成、濾波器設計、以及激光器工作情況相關 的關系和商業可行性需要重點考慮。雖然（1)很容易利用不太貴的DDS集成電路來生成正弦 曲線波形并且(2)具有高諧振響應的多數高速可調諧濾波器利用正弦曲線激勵進行最好地 操作，但是正弦曲線的這個有益應用不延伸至所有激光器。例如，具有線性而不是正弦曲線 波長掃頻的激光器提供更高性能的光源用于SS-OCT系統。利用正弦曲線波長掃頻，瞬時采 樣時鐘頻率跨過寬頻范圍與跨過其周期的正弦波的斜面成比例地改變。典型地，精確高速 模數轉換器接受跨過預定范圍（例如，約40至約210MHz)的時鐘頻率。從而，可以獲得干涉測 量的有效占空比典型地限于約33%。另外，耐奎斯特采樣頻率連續地和快速地與采樣時鐘 頻率成比例。在多種實施例中所描述的跟蹤濾波器和線性方法的使用克服了該有效占空比 限制。
[0087] 從而，在一個實施例中，為了避免導致OCT圖像的不能使用的重疊模糊的混疊，在 模數轉換之前應用至干擾信號的抗混疊濾波器的截止頻率被配置為跟蹤瞬時采樣頻率的 1/2(或更少）。可以通過使用例如變容二極管調諧LC電路裝配合適的跟蹤濾波器。但是，跟 蹤控制器的適當同步要求復雜的數字或模擬控制電路并且要求實現所要求的銳度，濾波器 典型地由具有窄組件容限的多個等級構成。相反地，在一些實施例中，跨過一小部分波長掃 頻對可調諧濾波器的波長掃頻進行線性化可以提供備用解決方案。
[0088]使用在此描述的馬赫-曾德時鐘控制方法，高占空比線性波長掃頻產生具有比正 弦曲線波長掃頻更窄的頻率分布的大量采樣時鐘脈沖。從而，更高速度成像可以以更低的 最大數據獲取速度來實現，具有更少的重疊模糊。不幸的是，商業上可用的法布里-珀羅可 調諧濾波器的高速線性激勵很難使用傳統三角形或斜坡波形來實現，這是因為這樣的寬帶 波形包括激勵傳動器的強諧振性能的頻率。利用斜坡或三角形驅動波形的濾波器的激勵在 機械諧振頻率處產生近似正弦曲線振蕩而不是希望的線性掃描。
[0089] 如圖15中所測量的頻率響應所示，壓電激勵濾波器典型地在40 - 75KHz范圍內的 頻率處展示具有高質量因子(Q = 4_8)的機械諧振。為了實現這些濾波器的三角形或斜坡激 勵，驅動波形被裁減以提供跨越擴大的周期的線性機械響應，同時補償給定濾波器的非常 不均一的振幅和相位響應。
[0090] 而且，圖16示出了根據傅立葉合成的原理基于諧波相關正弦曲線的總和合成驅動 波形的新裝置。驅動波形的近似線性振幅衰減的周期可以通過形成固有正弦波的僅2或3個 諧波的加權合來顯著地延長。示例性波形被示出為f〇 = 45KHz。該方法的第一個優點在于可 以選擇正弦波的固有頻率和諧波頻率以避免濾波器的機械響應中的強諧振。依次，該方法 的第二個優點在于(如圖17中所示）只要求很少量的諧波來合成平滑的三角形或斜坡波形。 另外，第三個優點在于正弦波分量的振幅和相位可以被調諧，以補償可調諧濾波器的振幅 和相位響應中的較大非均勻性。
[0091] 關于圖17,兩個鎖相數字直接合成(DDS)正弦波發生器的輸出被總計并被放大以 形成壓電傳動器的驅動波形。DDS發生器的相位和振幅被調節以獲得在干涉測量信號被采 樣期間的一部分驅動波形的最大占空比和線性。
[0092]基于兩個鎖相數字直接合成(DDS)正弦波發生器的可調諧濾波器線性化電路的特 定實施例在圖18中示出。該電路被設計成利用圖15所示的頻率響應生成壓電激勵法布里-珀羅濾波器的平滑斜坡位移。設置激光器的重復率的濾波器的最初激勵頻率(約45KHz)典 型地被選擇，使得該頻率和其第二諧波（約90KHz)位于濾波器響應的主諧波峰值外。實際 上，約45KHz和約90KHz的正弦波的相對振幅被調節，以在驅動波形的下降部分獲得最窄范 圍的時鐘頻率。
[0093]該調諧處理可以利用設置的示波器實時地執行以顯示時鐘信號的門控傅立葉變 換。測試結果表明：與傳統正弦曲線驅動波形相比，雙正弦曲線諧波驅動波形將最大時鐘頻 率降低約30%以及將時鐘頻率跨度降低因子為3,同時保持相同的約100nm掃頻范圍。這些 改進增加了系統的信噪比并減少了特定偽象。
[0094]應該想到，所要求的本發明的多個方面涉及在此所披露的技術的子組和子步驟。 而且，在此所采用的術語和表述被作為描述而不作為限制，并且在這些術語和表述的使用 中，不排除所示和所描述的特征或其一部分的任何等價物，認為在所要求的本發明的范圍 內的多種修改都是可能的。從而，希望專利證書所保護的是包括所有等價物的以下權利要 求中所限定和區分的本發明。
【主權項】
1. 一種用于可調諧濾波器線性化的裝置，包括： 機械激勵的可調諧濾波器；以及 一對鎖相正弦波發生器，具有與所述機械激勵的可調諧濾波器電通信的輸出端;其中 所述一對鎖相正弦波發生器中的一個操作于所述一對鎖相正弦波發生器中的另一個的頻 率的兩倍頻上。2. 根據權利要求1所述的裝置，還包括:功率放大器，電連接在所述機械激勵的可調諧 濾波器與所述一對鎖相正弦波發生器之間。3. 根據權利要求1所述的裝置，其中，所述機械激勵的可調諧濾波器是壓電激勵法布 里-珀羅濾波器和微型機電激勵法布里-珀羅濾波器中的一種。4. 根據權利要求1所述的裝置，其中所述一對鎖相正弦波發生器中的每個是數字直接 合成正弦波發生器。5. -種用于可調諧濾波器線性化的方法，包括以下步驟： 提供機械激勵的可調諧濾波器； 從一對鎖相正弦波發生器生成輸出信號；以及 將生成的輸出信號應用到所述機械激勵的可調諧濾波器； 其中所述一對鎖相正弦波發生器中的一個操作于所述一對鎖相正弦波發生器中的另 一個的頻率的兩倍頻上。6. 根據權利要求5所述的方法，其中，所述機械激勵的可調諧濾波器是法布里-珀羅濾 波器。7. 根據權利要求5所述的方法，還包括:在將生成的輸出信號應用到所述機械激勵的可 調諧濾波器的步驟之前，放大所述生成的輸出信號。8. -種用于可調諧濾波器線性化的方法，包括以下步驟： 選擇避免可調諧濾波器的機械諧振頻率的固有頻率； 對所述固有頻率的兩個或三個諧波相關正弦曲線求和；以及 調諧所求和的正弦曲線的振幅和相位，以補償所述可調諧濾波器的振幅和相位響應中 的非均勻性。9. 根據權利要求8所述的方法，其中，所述求和通過傅立葉合成來執行。10. 根據權利要求8所述的方法，還包括:使用電磁輻射源收集光學相干數據，所述可調 諧濾波器是所述電磁輻射源內的部件。11. 根據權利要求8所述的方法，還包括:從具有腔的激光器產生光，所述可調諧濾波器 被設置在所述腔內。12. 根據權利要求10所述的方法，還包括:使用所收集的光學相干斷層數據生成圖像。13. -種線性化可調諧濾波器，包括： 機械激勵的可調諧濾波器，具有諧振頻率；以及 線性化模塊，與所述機械激勵的可調諧濾波器電通信，所述線性化模塊： 生成避免所述可調諧濾波器的機械諧振頻率的固有頻率； 對所述固有頻率的兩個或三個諧波相關正弦曲線求和；以及 生成所求和的正弦波的振幅和相位，以補償所述可調諧濾波器的振幅和相位響應中的 非均勻性。14. 根據權利要求13所述的線性化可調諧濾波器，其中，求和的步驟使用傅立葉合成。15. 根據權利要求13所述的線性化可調諧濾波器，還包括:增益元件，與所述機械激勵 的可調諧濾波器光通信。16. 根據權利要求15所述的線性化可調諧濾波器，還包括:光學延遲元件，與所述增益 元件光通信。
【專利摘要】本發明涉及用于可調諧濾波器線性化的裝置和方法以及線性化可調諧濾波器。其中，所述用于可調諧濾波器線性化的裝置包括：機械激勵的可調諧濾波器；以及一對鎖相正弦波發生器，具有與所述機械激勵的可調諧濾波器電通信的輸出端；其中所述一對鎖相正弦波發生器中的一個操作于所述一對鎖相正弦波發生器中的另一個的頻率的兩倍頻上。
【IPC分類】H01S5/14, H01S5/50, G01B9/02, A61B5/00
【公開號】CN105581776
【申請號】CN201510714070
【發明人】約瑟夫·M·斯密特
【申請人】光學實驗室成像公司
【公開日】2016年5月18日
【申請日】2008年1月10日
【公告號】CN101600388A, CN101600388B, CN102973243A, CN102973243B, EP2106240A1, EP2106240B1, EP2897239A1, US7916387, US8325419, US8902941, US20080165366, US20110101207, US20110216325, US20150192405, WO2008086017A1