圖3中所示的 光纖延遲元件的分流線圈配置被設計成進一步減小被用于匹配roML系統中的光學傳播時 間和電切換時間的光纖環內的PMD的效應。通過將線圈定向成基本等于90度的角φ，在第一 線圈中正交偏振模之間的群時延差通過第二線圈中的反向差進行補償。該補償效果由兩個 線圈的雙折射軸的正交方向產生。從而，圖3中所示的實施例進一步減小了更大光學環的不 希望的偏振效應。
[0066]大體上，本發明的多個方面涉及用于FDML 0CT系統中的元件的選擇和匹配。采樣 時鐘發生器的選擇是本發明的另一方面。如圖1中所示，采樣時鐘發生器7與不同控制和 FDML激光器通信。采樣時鐘的作用是雙重的。首先，其被用于生成用于主模數轉換器的采樣 時鐘，并且其次，用于生成微控制器5使用的時鐘條紋控制信號。
[0067]如圖1所示，微控制器5使用時鐘條紋控制信號來確定用于控制連接至或集成到 FDML激光器內的調頻元件的實質上的最佳驅動頻率。采樣時鐘發生器從采樣時鐘干涉儀生 成的正弦曲線干擾信號得到低抖動時鐘脈沖。雖然時鐘脈沖的時間間隔隨著激光器掃頻的 波長而改變，但是保持光學頻域中的時鐘條紋之間的間隔的相等間距。這些特征允許特定 類型的高速模數轉換器的直接時鐘控制，諸如接受可變頻率時鐘（例如，AD9340)而不需要 復雜重采樣硬件的快閃式A/D轉換器或流水線A/D轉換器。從而，假設在H)ML系統中同步光 學鏈很重要，時鐘發生器的選擇和關于其的多種增強改善了從OCT探測器獲得的掃描數據 的整體質量。以下參考圖4至圖10更詳細地描述和/或示出與采樣時鐘發生器實施例相關的 其他詳情。
[0068] 圖4示出了采樣時鐘發生器8的一般實施例，采樣時鐘發生器從馬赫-曾德干涉儀 1 〇的平衡輸出獲得穩定的模數轉換器(ADC)時鐘。頻率乘法器(4)(Μ=2,3，··_)允許ADC以比 馬赫-曾德干涉儀干擾信號的固有頻率更高的速率時鐘控制。在一個實施例中，發生器包括 一組可選的組件，諸如允許使用提供非中斷時鐘控制的模數轉換器的晶體振蕩器12和RF時 鐘開關13。
[0069] 如所述，圖4示出了采樣時鐘發生器8的基本配置。光接收機將來自該實施例中所 示的采樣時鐘干涉儀(為具有光學路徑不平衡等于A L的馬赫-曾德干涉儀10)的光學干擾 信號轉換為啁嗽（chirped)正弦曲線波形。波形被濾波以經過通過在其波長限制之間對 FDML激光器進行掃頻生成的頻帶。為了使掃頻期間生成干擾信號的振幅相等并且減少零交 叉檢測之后的相位誤差，濾波后的波形通過具有自動增益控制(AGC)的放大器。
[0070] 可選的頻率乘法器14將帶通波形的頻率典型地乘以因子2到4。頻率乘法器14(M = 2，3，…）允許ADC以比馬赫-曾德干涉儀干擾信號的固有頻率更高的速率時鐘控制。由于當 路徑長度不平衡被設置為等于激光器的干涉長度時，其允許掃頻源激光器來生成頻率在耐 奎斯特頻率之上的同步ADC時鐘控制速率，所以頻率乘法增強了被設計成與具有長掃描范 圍的高分辨率SS-0CT系統一起使用的時鐘發生器的操作。在頻率乘法之后，波形被再次濾 波，以消除不希望的諧波和在固有頻率處的殘余信號分量。
[0071] 依次，在圖4的實施例中，零交叉檢測器將波形轉換為在時域內具有可變間距但是 在光學頻域內等間距的脈沖序列。由晶體振蕩器和RF開關構成的可選時鐘開關在周期性掃 頻間隔期間生成的可變頻率脈沖序列之間插入固定頻率脈沖序列。時鐘開關允許使用要求 非中斷時鐘控制的模數轉換器。
[0072]圖5a和圖5b示出了圖4的頻率乘法器的兩個可選實施例。具體地，根據本發明的示 例性實施例，所示的兩個頻率乘法器實施例被設計用于對具有在獲取期間跨過范圍fL至fH 掃頻的頻率的正弦曲線干擾信號的頻率進行倍頻(M=2)。在圖5a中，模擬乘法器被配置為 平方器，其輸入從圖4中的平衡光接收機的輸出獲得。
[0073]在圖5a中，所乘的頻率是被配置為倍頻器的模擬RF乘法器(例如，模擬裝置AD834 或AD835)。該配置執行關于正弦曲線輸入的平方函數，以產生兩倍該頻率的正弦曲線。帶通 濾波器消除了平方處理所引起的偏移。圖5a的實施例的另一形式在圖5b中示出。在圖5b中， 倍頻器將輸入的正弦曲線波形分為具有相對相位差為90度的兩個波形。
[0074]在圖5b中，相移功率分配器被用于生成具有90度相位差的一對正弦曲線信號，基 本獨立于頻率。這兩個輸出被輸入到模擬乘法器以生成兩倍該頻率的正弦曲線。相移正弦 曲線被乘到一起以產生兩倍該頻率的正弦曲線。與圖5a的實施例不同，圖5b的實施例不需 要帶通濾波器，這是因為乘法處理不引起偏移。
[0075]圖6示出了根據本發明的示例性實施例的被設計用于時鐘倍頻的兩個附加頻率乘 法器實施例。在圖6a的實施例中，零交叉檢測器首先將采樣時鐘干涉儀的正弦曲線輸出轉 換為方波。然后，延遲形式的方波與其本身進行異0R，以產生具有為輸入的正弦曲線波形的 頻率兩倍的ADC時鐘。延遲的脈沖序列由數字延遲線生成，被設置成延遲τ等于最短脈沖間 隔的1/4。
[0076]在圖6b的實施例中，利用相移功率分配器生成具有90度相位差的一對正弦曲線信 號。具體地，所輸入的正弦曲線波形由功率分配器分成具有相對相位差為90度的兩個波形。 然后，這些信號被轉換為被異0R的方波，以產生倍頻ADC時鐘。該實施例具有采樣時鐘跨過 寬頻范圍保持恒定50%占空比的優點。為了最大限度地增強流水線模數轉換器的性能，利 用接近50%的占空比來驅動它們。
[0077] 干擾信號的頻率乘法所需的延遲可以在光域也可以在電域中實現，如圖7至圖9中 示出的采樣時鐘發生器的實施例所示。這些實施例利用結合在基于NXN光纖耦合器的干涉 儀中的光學信號之間的相位關系。
[0078] 例如，圖7中的相位分配干涉儀通過用3X3耦合器代替傳統馬赫-曾德干涉儀(具 有等于A L的光學路徑不平衡性)的輸出2 X 2耦合器來制造。當3 X 3耦合器具有特定分配率 (~約29.3% :~約41.4% :~約29.3% )時，在其輸出端中的兩個輸出端處形成的干擾信號 具有90度的相對相位差。在圖7的實施例中，選擇功率分配比率為約29.3%:約41.4%:約 29.3%來提供具有正交相位的兩個等振幅輸出。這兩個輸出相乘并經過零交叉檢測器。從 而，電信號可以被分別處理并且在模擬乘法器中混合，以形成倍頻正弦曲線波形。可選地， 如圖8所示，相移光學信號可以通過使用數字X0R技術（以上所述)處理以產生倍頻ADC采樣 時鐘。
[0079] 在要求平衡光檢測以減少由激光器強度噪聲導致的時鐘信號的劣化的系統中，圖 9中的實施例可以是優選的。如所示，通過用在其四個輸出等分光功率的4X4耦合器代替傳 統馬赫-曾德干涉儀的輸出2X2耦合器形成具有相反極性的兩對相移光學信號。該實施例 基于提供具有正交相位關系的一對平衡輸出的4X4相位分配干涉儀。如圖8所示的實施例， 使用X0R技術數字化地處理所得到的光學信號以產生倍頻ADC采樣時鐘。
[0080] 圖10示出了采樣時鐘發生器的又一實施例。與圖4至圖9中的實施例不同，該實施 例產生具有正交相位關系的兩個獨立的ADC采樣時鐘。這些正弦和余弦時鐘可以被用于以 由采樣時鐘干涉儀的光學路徑不平衡（A L)設置的基本采樣頻率在并行ADC通道上從主干 涉儀獲取0CT干擾信號。
[0081] 0CT信號的復雜傅立葉變換允許重新構建采樣的深度分布圖，同時抑制由復雜共 輒模糊引起的圖像偽影。經由實值干擾信號的傅立葉變換重新構建深度分布圖的SS-0CT系 統遭受由在參考反射器的某一側上反射器偏移量等距離重疊產生的偽影。如圖11所示，類 似的光學相位分配方法可以被用于通過使用利用相同ADC時鐘同時時鐘控制的一對ADC轉 換器從主干涉儀收集正交信號。
[0082] 在基于FDML激光器的SS-0CT系統中，要求ac驅動波形(其設置激光器重復率)和調 頻元件的dc偏壓(其設置掃頻的中心波長）的精確控制，以獲得高信噪比和寬動態范圍。在 一個實施例中，最佳ac驅動頻率被限定為激光器的瞬時線寬在其最小的頻率，當腔中的往 返時間和波形的周期匹配時發生。在該頻率，當在時間t=T測量時（在該時間，激光器通過 光學延遲元件的零散射波長(典型的為1310-1315nm)掃描），在采樣時鐘干涉儀的光接收機 的輸出端處干擾信號的瞬時RMS振幅φ⑴達到最大。從而，最佳驅動頻率可以通過將驅動頻 率調節到最大φ(τ)來找到。
[0083]圖12示出了數字反饋回路的優選實施例之一，其基于在1310nm的窄通帶(典型地〈 lnm)通過光纖-布拉格濾波器傳輸脈沖指示的時間利用模數轉換器記錄φ(?)的微控制器。 微控制器調節低抖動、頻率捷變DDS波形發生器的頻率，直到cp(t)的記錄值獲得其最大值。 關于圖12的實施例，通過檢測來自采樣時鐘發生器的光接收機的帶通濾波干擾信號的瞬時 RMS振幅來獲得時鐘條紋控制信號。RMS振幅由控制ADC在調頻元件通過在H)ML激光器中的 光學延遲元件的零散射波長(1310nm)掃描的時間被采樣。
[0084]現在轉向圖13,該圖示出了采樣時鐘干擾信號的瞬時RMS振幅如何在最佳調節頻 率和最佳值以上和以下的頻率進行改變。波形的頻率可以同時被更新或者在由激光器的最 大漂移確定的間歇式間隔被更新。除了其ac驅動波形之外，調頻元件的dc偏壓也被調節以 實現基于FDML的SS-0CT系統的最佳性能。<