Dsp控制器和具有其的三電平全橋llc變換器及控制方法
【技術領域】
[0001] 本發明涉及LLC諧振變換器領域，尤其涉及一種DSP控制器和具有其的三電平全橋 LLC變換器及控制方法。
【背景技術】
[0002] LLC諧振變換器因為其結構簡單、軟開關特性優越，在業界得到了越來越廣泛的應 用。在大功率、高功率密度的場合，三電平LLC諧振變換器更是以其器件應力低、開關損耗 小、變換頻率高等優點，逐漸成為業界的主流拓撲。
[0003] LLC諧振變換器一般通過改變工作頻率來對變換器增益進行調節，以實現輸出電 壓的穩定和調整，通常應用在恒壓輸出場合，但是現有的LLC諧振變換器無法適用于寬范圍 的恒流輸出。
【發明內容】
[0004] 本發明的目的旨在至少解決上述技術缺陷之一，提供一種DSP控制器和具有其的 三電平全橋LLC變換器及控制方法。
[0005] 本發明提供一種DSP控制器，所述DSP控制器與變壓器連接，所述控制器包括：
[0006] 獲取模塊，用于獲取電池所需電壓；
[0007] 第一判斷模塊，用于判斷所述所需電壓與第一電壓預設值的關系，得到所需電壓 的電壓區間；
[0008] 控制模塊，用于根據所述電壓區間，控制變壓器的兩個次級繞組之間進行并聯連 接或串聯連接。
[0009] 從上述控制器的方案可以看出，通過控制變壓器的兩個次級繞組之間進行并聯連 接或串聯連接，提高輸出電壓等級，且可以滿足恒流寬電壓范圍輸出設計的要求。另外在變 壓器輸出電壓時，空載和帶載條件下，使諧振網絡運行在額定頻率附近時，從而提高變壓器 的轉換效率。
[0010]本發明還提供一種DSP控制器的控制方法，所述修改方法包括：
[0011] 獲取電池所需電壓；
[0012] 判斷所述所需電壓是否第一電壓預設值的關系，得到所需電壓的電壓關系；
[0013] 根據所述電壓關系，控制變壓器的兩個次級繞組之間進行并聯連接或串聯連接。
[0014] 從上述控制方法的方案可以看出，通過控制變壓器的兩個次級繞組之間進行并聯 連接或串聯連接，提高輸出電壓等級，且可以滿足恒流寬電壓范圍輸出設計的要求。另外在 變壓器輸出電壓時，空載和帶載條件下，使諧振網絡運行在額定頻率附近時，提高變壓器的 轉換效率。
[0015] 本發明還提供一種三電平全橋LLC變換器，所述變換器包括上述的DSP控制器和具 有兩個次級繞組的變壓器，所述變壓器與所述DSP控制器電連接。
[0016] 從上述變換器的方案可以看出，通過控制變壓器的兩個次級繞組之間進行并聯連 接或串聯連接，提高輸出電壓等級，且可以滿足恒流寬電壓范圍輸出設計的要求。另外在變 壓器輸出電壓時，空載和帶載條件下，使諧振網絡運行在額定頻率附近時，提高變換器的轉 換效率。
【附圖說明】
[0017]圖1為本發明的DSP控制器一種實施例的結構示意圖；
[0018] 圖2為本發明的三電平全橋LLC變換器一種實施例的結構示意圖；
[0019] 圖3為現有的三電平全橋LLC變換器的電路圖；
[0020] 圖4為現有的三電平全橋LLC變換器的工作區間；
[0021] 圖5為本發明的三電平全橋LLC變換器一種實施例的電路圖；
[0022]圖6為本發明的三電平全橋LLC變換器另一種實施例的電路圖 [0023]圖7為本發明的DSP控制器的控制方法一種實施例的流程圖；
[0024]圖8為本發明的DSP控制器的控制方法另一種實施例的流程圖。
【具體實施方式】
[0025]為了使本發明所解決的技術問題、技術方案及有益效果更加清楚明白，以下結合 附圖及實施例，對本發明進行進一步詳細說明。應當理解，此處所描述的具體實施例僅僅用 以解釋本發明，并不用于限定本發明。
[0026] 本發明提供一種實施例的DSP控制器，所述DSP控制器10與變壓器11連接，如圖1所 示，所述控制器包括：
[0027] 獲取模塊1，用于獲取電池所需電壓；
[0028] 第一判斷模塊2,用于判斷所述所需電壓與第一電壓預設值的關系，得到所需電壓 的電壓區間；
[0029] 控制模塊3,用于根據所述電壓區間，控制變壓器的兩個次級繞組之間進行并聯連 接或串聯連接。
[0030] 在具體實施中，所述控制器還包括第二判斷模塊4;
[0031]所述第二判斷模塊4用于判斷所述所需電壓是否在第二電壓預設值和第三電壓預 設值之間，其中第二電壓預設值大于第三電壓預設值；
[0032]如果是，獲取變壓器的輸出電壓；
[0033]根據變壓器的輸出電壓，判斷輸出電壓的變化趨勢；
[0034] 所述控制模塊3用于根據所述電壓關系和輸出電壓的變化趨勢，控制變壓器的兩 個次級繞組之間進行并聯連接或串聯連接。
[0035] 具體的，所述電壓的變化趨勢包括上升趨勢和下降趨勢。
[0036] 從上述控制器的方案可以看出，通過控制變壓器的兩個次級繞組之間進行并聯連 接或串聯連接，提高輸出電壓等級，且可以滿足恒流寬電壓范圍輸出設計的要求。另外在變 壓器輸出電壓時，空載和帶載條件下，使諧振網絡運行在額定頻率附近時，從而提高變壓器 的轉換效率。
[0037]本發明提供一種實施例的三電平全橋LLC變換器，如圖2所示，所述LLC變換器包括 DSP控制器10和具有兩個次級繞組的變壓器11，所述變壓器11與所述DSP控制器10電連接。
[0038] 如圖3所示，現有的三電平全橋LLC變換器包括兩個橋臂，8個開關管S1-S8,其中開 關管SI、S2、S3、S4分別與開關管S7、S8、S5、S6有著共同的控制信號，習慣上將開關管SI、S4、 S5、S8稱為變換器的外管，而將開關管52、53、56、57稱為變換器的內管。現有的三電平全橋 LLC變換器在PFM控制模態下驅動波形，內、外管占空比為固定值，例如0.5;在PWM控制模式 下，根據增益需求對所述外管進行占空比調寬，同時保持內管的占空比不低于最小占空比， 該最小占空比按照在外管關斷后內管延遲關斷的時長能夠避免諧振電流反向諧振的要求 確定。當變壓器初級電壓被輸出電壓箝位時，Lm不參加諧振，Lr和Cr產生的串聯諧振頻率為 fl;當變壓器不向次級傳遞能量時，Lm電壓不被箝位，Lm，Lr，Cr共同參與諧振，構成諧振頻 率f2為：
[0039] ? = 2π IL C (i)
[0040] f2、^+LJC,. (2)
[0041 ]現有的LLC諧振變流器的直流電壓增益表達式為： % = 1 . _] ￡ '[乂1)-1]2+[0(去-/")]2 、h 九 乂 (3)
[0043] 式中~==4;/? = = 2#i R為等效輸出電阻。 ,,i \ K Lr
[0044] 圖4示出現有的半橋LLC變流器在不同負載情況下的直流增益曲線。現有的LLC變 換器在Π (即圖中（1，1)點）時，諧振回路阻抗最小，損耗最低。所以在普通設計中，一般將滿 載工作點設計在該點。在3區間中，開關管工作在容性區域，開關損耗大，所以在任何設計中 都應該避免電路工作在此區域。而2區間中，LLC工作在諧振電流斷續模式，可同時實現初級 開關管零電壓開通和次級整流管零電流關斷，避免反向恢復，所以恒壓輸出的設計中，一般 將所有負載情況下的工作點設計在該區間中。但是在電動車充電模塊應用場合要求恒流寬 電壓范圍輸出，負載變化大，對應的直流增益變化范圍大，很難保證全負載范圍內所有的工 作點均在零電壓開通區域。并且電路工作在最大增益點和（1，1)點之間的曲線上，這段曲線 增益越小，越接近諧振點。故僅能將滿載工作點設計在直流增益高(恒流模式下，輸出電壓 越高，功率越大），即匕<&的區間，輸出電壓小即輕載工作點設計在諧振點，滿載效率不能 得到優化，效率會很低。在1區間中，fAfi，現有的LLC變換器在諧振電流連續模式，初級開關 管可實現零電壓開通，次級整流管不能實現零電流關斷，會有反向恢復過程。這一區間增益 曲線斜率較大，直流增益可調的范圍廣，可滿足恒流寬電壓范圍輸出設計的要求。直流增益 表達式： nV
[0045] =~ ^ (4)
[0046] 式中:η為實際變壓器繞組匝比;Vin，V。分別為輸入、輸出電壓。 κ
[0047] 可見，為得到最佳設計點（即諧振點），僅需取期望的變壓器繞組匝比 〇
[0048] 如圖4所示，曲線增益越小，斜率越大。若滿載的工作點設計在諧振點，輸出電壓降 至一半（即Gd。降至0.5)時，工作頻率將達到2倍諧振頻率以上，工作頻率范圍很廣。為使工作 頻率范圍變窄，可選擇增益曲線斜率大的一段，即Gdc<l。由式(4)及N n〇r計算式可知，若n< Nnor，則Gdc< 1。圖4示出n = 0.88NnOT時的增益曲線及工作點。U。從500V~200V變化時，工作頻 率的范圍為1.22fi~2.11fi。
[0049] 因此充電粧模塊恒流輸出電壓的變化范圍一般在750V~200V之間。對于380V系統 三相PFC直流母線輸出電壓能力在540V~820V。為保證在750V~500V的輸出能力期望的變 壓器繞組匝比n = 1:1;要滿足500V~200V的帶載要求，要使變壓器繞組匝比為n = 2:1。
[0050] 本發明的三電平全橋LLC變換器，采用匝比為n = 2:l副邊有兩套繞組的變壓器，通 過對整流電路進行串、并聯設計實現750V~200V的輸出電壓要求，即通過控制變壓器的兩