，運里假設信道估計矩陣為H E CWTXwt，可由下式表示：
[0025] 其中^，心~。表示基站端水平維第N化根垂直維第Ntv根發射天線到第Nr根接收天線 之間的時域信道特性，Nth為基站端天線陣列的水平維天線數Ntv為基站端天線陣列的垂直 維天線數，基站端總的天線數為Nth*Ntv。
[0026] 將3D信道模型分為水平維和垂直維可W得到水平維和垂直維的子信道為：
[0028] 根據W上的信道估計矩陣可W利用碼本選擇算法進行預編碼矩陣選擇，并將預編 碼矩陣指示符(PMI)通過上行鏈路反饋回基站，W便基站根據預編碼矩陣指示符進行預編 碼矩陣選擇。同時接收端也會將信道估計矩陣H和預編碼矩陣W反饋給解預編碼模塊進行處 理，然后完成解層映射得到數據^、最后經過解調還原出碼字流q。其中采用的信道模型為 3D WIN肥R 2模型，接收端天線個數為2,層數為1的情況，且信道估計為完美信道估計，信道 均衡算法采用MMSE算法，即最小均方誤差算法，PMI反饋為完美反饋，即無時延、無誤差反 饋。
[0029] (2)本發明采用的離線生成用于3D MIMO的旋轉DFT碼本的已有公知方法是：
[0030] 首先根據基站端天線陣列的水平維的天線個數生成相應的滿秩旋轉DFT碼本集 合。記水平維碼本集合為：Qi={wW，. . .，W(w>}，其中'。碼 本向量的生成公式為：
[0032] 其中m=〇, I,,Nth-I ;n = 0,1,,Nth-I ;g = 0,1,…，G-1 ;Nth為基站端水平維的天 線個數，G為旋轉DFT碼本的個數，為水平維碼本集合Q I中的第g個滿秩旋轉DFT矩陣。
[0033] 然后根據基站端天線陣列的垂直維的天線個數生成相應的滿秩旋轉DFT碼本集 合。記垂直維碼本集合：Q2={wW，. . .，其中。碼 本向量的生成公式為：
[0035] 其中m=0,1,,Ntv-I，n = 0,1,,Ntv-I，g = 0,1,,G-I ,Ntv為基站端垂直維的天 線個數，G為旋轉DFT碼本的個數，為垂直維碼本集合Q 2中的第g個滿秩旋轉DFT矩陣。
[0036] 旋轉DFT碼本是DFT碼本的改進，同時具有DFT碼本的特性和自己獨有的特性。首先 旋轉DFT碼本繼承了DFT碼本適用于強相關信道的特性，因此可W應用到大規模MIMO場景。 不僅如此，旋轉DFT碼本還具有自己的特性，運是本發明提出的降低捜索復雜度的捜索方式 的基礎。旋轉DFT碼本的每個矩陣都是有關系的，每個矩陣的相同列向量之間的距離很小。 運種特性使我們在找出一個矩陣的最優列之后只要在所有矩陣的同一列碼本向量之間捜 索最終的最優預編碼向量即可。
[0037] (3)用戶端最優碼本捜索的原理：
[0038] 當兩個碼本向量的弦距離很近時，與信道的匹配性能也非常接近。在運些性能相 近的預編碼向量中選擇最優預編碼可W降低捜索的次數。設向量X，Y的弦距離為：
[0040]本發明方法的顯著進步是：
[0041 ] (1)本發明是針對3D MIMO的旋轉DFT碼本設計的碼本選取方案。該旋轉DFT碼本改 進了DFT碼本數量有限、量化精度不足的缺點，提升了碼本對信道的匹配精度，提升了系統 的性能。同時該旋轉DFT碼本繼承了 DFT碼本適用于強相關信道的特性，是實現5G有限反饋 預編碼的可選碼本。
[0042] (2)本發明的仿真結果顯示，在保證了一定的系統可靠性的情況下，大大降低了用 戶端的篩選的復雜程度，降低了用戶端的設計難度，同時保證了系統性能的可靠性。
【附圖說明】
[0043] 下面結合附圖和實施例對本發明進一步說明。
[0044] 圖1為本發明一種用于3D MIMO的旋轉DFT碼本的選取方法的流程圖；
[0045] 圖2為本發明方法采用的大規模MIMO下行鏈路預編碼系統模型的結構示意圖；
[0046] 圖3為本發明方法所基于的旋轉DFT碼本的特性分析示意圖；
[0047] 圖4為本發明方法所基于的旋轉DFT碼本分組后的特性分析示意圖；
[004引圖5為S種3D碼本使用現有最優遍歷捜索方法與旋轉DFT碼本使用本發明方法的 誤碼率比較示意圖；
[0049] 圖6為本發明方法和現有最優遍歷捜索方法的捜索復雜度比較示意圖；
【具體實施方式】
[0050] 圖1所示實施例表明，采用已有公知方法離線生成用于3D MIMO的旋轉DFT碼本后， 用戶端將預存的水平維旋轉DFT碼本集合和垂直維旋轉DFT碼本集合分別進行分組^分組 選取出組內的水平維最優碼本向量，并得到水平維最終最優碼本向量^分組選取出組內的 垂直維最優碼本向量，并得到垂直維最終最優碼本向量^得到最終的3D MIMO碼本向量。
[0051] 圖2所示的實施例表明，本發明方法采用的大規模MIMO下行鏈路預編碼系統模型 的結構：
[0052] 基站端發射天線個數為Nt(Nt = Nth*Ntv)，接收端天線個數為Nr,基站端輸入的碼字 流q經過調制后生成復調制符號d(i)，之后進行層映射，即把調制后的符號映射到層x(i)上 傳輸，再進行預編碼操作，即把層映射之后的復調制符號映射到相應的虛擬天線端口的資 源上的向量塊y(i)上，從發射天線上發射出去。其中q為未經過信道編碼的偽隨機序列，調 制方式采用QPSK，即正交相移鍵控，層映射的層數為1。預編碼方式采用基于碼本的預編碼。 發送信號經過3D WIN肥R 2信道、加高斯白噪聲之后被接收端接收，得到接收數據r(i)，然 后進行信道估計，運里假設信道估計矩陣為H e CWTXwt，可由下式表示：
[0054]將3D信道模型分為水平維和垂直維可W得到水平維和垂直維的子信道為：
[0056] 根據W上信道估計矩陣可W利用碼本選擇算法進行預編碼矩陣選擇，并將預編碼 矩陣指示符(PMI)通過上行鏈路反饋回基站，W便基站根據預編碼矩陣指示符進行預編碼 矩陣選擇。同時接收端也會將信道估計矩陣H和預編碼矩陣W反饋給解預編碼模塊進行處 理，然后完成解層映射得到數據了、最后經過解調還原出碼字流q。其中采用的信道模型為 3D WIN肥R 2模型，接收端天線個數為2,層數為1的情況，且信道估計為完美信道估計，信道 均衡算法采用MMSE算法，即最小均方誤差算法，PMI反饋為完美反饋，即無時延、無誤差反 饋。
[0057] 圖3所示實施例表明，本發明選取方法所基于的旋轉DFT碼本的性能分析:根據碼 本生成公式可知，本發明所針對的旋轉DFT碼本是一個具有周期旋轉性的碼本，每個矩陣都 是經過不同的旋轉得到的。如圖3所示，圖3的（a)、（b)分別表示第一個矩陣的第1列、第5列 向量與32個矩陣的第ia = l，2,...，8)列向量的弦距離。根據結果(a)可W看出第一個矩陣 的第I列與32個矩陣的第I列的弦距離從O逐漸增加到I，并且與前16個矩陣的第一列的弦距 離最小。經過仿真分析，其余列有相同的特性。但是在圖中的仿真結果中可W看出，運種距 離相近的特性隨著矩陣編號的變化而變化，矩陣的編號相隔越遠對應列弦距離越大。因此 將碼本集合分組討論是必要的操作。
[0058] 圖4所示實施例表明了旋轉DFT碼本分組后的性能（W第一列為例）：
[0059] 根據圖3的特性可W看出，前8個矩陣之間對應列距離很小的特性明顯，依據分組 準則將32個矩陣劃分成4組，臨近的8個矩陣為一組(矩陣編號為1,2... 8)。圖4(a)、（b)分別 表示第一組的8個矩陣的碼本向量和第=組的8個矩陣的碼本向量的距離特性。根據結果 (a)可W看出第一組的第一個矩陣的第1列與組內矩陣第1列向量的距離最小，并且小于 0.5。經過仿真分析，第二、=、四組都有相同的特性。因此在確定每組第一個矩陣中的最優 碼本向量后在每組內的相同列之間尋找最優碼本向量是可行的。
[0060] 圖5所示實施例表明了