一種基于ng-dsl系統的采樣頻偏補償方法
【技術領域】
[0001] 本發明涉及NG-DSL系統的采樣頻率同步技術領域，更具體地，涉及一種新的適合 于NG-DSL系統的米樣頻率偏差補償方法。
【背景技術】
[0002] 隨著各種高帶寬互聯網業務的迅速發展，人們對帶寬的需求越來越高，這就要求 更高速的接入技術。NG-DSL接入技術作為下一代DSL技術，能夠提供雙向超過lGbps的速 率，將是未來寬帶接入網關鍵接入技術。NG-DSL主要是采用高載波數和高QAM調制水平的 0FDM傳輸，要實現穩定有效的數據傳輸需要有采樣頻偏同步技術做保障。
[0003] 為了實現較好的采樣頻偏同步，在獲得采樣頻偏估計值后，為了修正采樣頻偏產 生的影響，需要對系統進行采樣需要頻偏補償。
[0004] 傳統的采樣頻偏補償方法主要分為兩種：頻域補償；時域補償。
[0005] 頻域補償方法的基本思路是對接收解調后的信號進行相位補償，其方法簡單，只 需根據采樣頻偏估計值去對每個子載波的相位進行補償即可，不需要進行硬件調節，而且 對當前接收的符號就能進行處理，不存在數據延時處理。但其適用范圍有限，只能適用于采 樣頻偏較小，子載波數較低而且調制水平不高的系統。
[0006] 時域補償法主要是通過估計出采樣頻偏值去調節壓控振蕩器VCX0的時鐘頻率， 從而從源頭消除采樣頻偏。該方法不僅可以解決采樣頻偏引起的相位旋轉，同時也可以消 除采樣頻偏引起的ICI影響，但工程上實現VCX0的頻率控制器件精度要求較高，同時硬件 調節的經濟成本大，同時該方法在小頻偏、子載波數較少、調至水平較低的0FDM系統中沒 有應用的必要。
[0007] 由于NG-DSL是一種高載波數高調制水平的基帶0FDM系統，對定時同步和采樣頻 率的同步異常敏感，在傳統的0FDM系統中，較小的同步偏差也許帶來的性能下降不是很明 顯，但是對于千兆DSL系統來說，會造成輸出端信噪比急劇下滑。傳統的頻率補償方法只是 對星座點進行了相位旋轉，完全忽視了ICI帶來抖動的影響，其補償性能已無法滿足高載 波數高調制水平的NG-DSL系統。因此，基于高信噪比的高子載波數、高調制水平的NG-DSL 環境下的新的采樣頻偏補償技術有進一步深入研究的價值。
【發明內容】
[0008] 為了克服現有技術存在的不足，本發明提出了一種基于NG-DSL系統的采樣頻偏 補償方法。它不僅僅是對接收解調后的信號直接進行相位補償，而且還利用循環迭代的方 式削弱了ICI的影響，從而使補償的效果更好。
[0009] 為了實現上述目的，本發明的技術方案為：
[0010] 一種基于NG-DSL系統的采樣頻偏補償方法，包括如下步驟：
[0011] 步驟1 :根據估計出的采樣頻偏估計值:A/得到當前符號樣值定時偏差估計值 G'，采用頻域補償方法對接收后的解調信號R = {Xl，x2,. . .，xj進行相位補償，再進行星 座判決得到初次補償的接收信號R2={x/，x2'，...，x n' };
[0012] 步驟2 :用初次補償得到的接收信號R2去近似計算各子載波受到的ICI影響Qk，再 將R減去各個子載波的ICI影響Q k= {Q pQ2，…，Qn}，即削弱接收信號中的ICI干擾，然后 得到修正后的接收解調信號：
[0013]Rc= R-Q k= {x「Q" x2-Q2,? ? ?，xn_Qn}
[0014] 步驟3:對R。進行相位補償，接著進行星座判決得到校正后的補償信號：
[0015] R3={x /'，x2"，? ? ?，xn" };
[0016] 步驟4:當修正補償起作用時，補償后的信號相對初次補償結果的誤碼率更低，將 私作為補償結果放入步驟2和步驟3中再計算ICI，相位補償后能得到更精確的補償結果；
[0017] 步驟5:這樣循環迭代A次，即A次循環迭代補償后解調趨于穩定，將最后一次校 正后的補償結果作為最終的解調信號艮。
[0018] 進一步地，所述步驟1中頻域補償方法是對接收端解調后的信號進行相位補償；
[0019] 分析一個0FDM幀接收的情況，由于每個0FDM幀會包含多個0FDM符號，則需要研 究多符號情況下對系統性能的影響；
[0020] 設第一個0FDM符號的樣值定時是準確的，并且考慮循環前綴的影響，則對于第m 個OFDM符號的k個采樣點的采樣時間為：t s= [(N+L) (m-l)+L+k] (TS+ATS)，其中L為循 環前綴的長度，Ts為發送端采樣間隔，N為子載波個數，AT 3為收發兩端間隔偏差；則對于 第m個符號而言，第k個采樣點在本符號周期內對應的采樣時刻為^ = [(N+L)(m-1)+L] 八1^〇>么1'；3)，其中[_(111-1)+1^1'；3為前面111-1個符號累計造成的樣值定時起點偏 移；
[0021] 設發送端解調信號Xmik，定義采樣頻偏A f = A Ts/Ts，單位為ppm，則接收端第m個 符號的第k個采樣信號為
[0022]
[0023] 對進行FFT變換，得到接收端解調值：
[0024]
[0025] 其中，R"a表示接收端解調信號，X ^表示發送端解調信號，A f表示采樣頻偏，N表 示循環前綴的長度，m表示0FDM符號的個數，k當前子載波序號，N表示子載波個數，n "表 示噪聲影響，P表示子載波序號計數變量；
[0026] 根據⑵式可知，解調接收信號由Vn"、w2三部分組成，其中：
[0027]
[0028]
[0029] C4)
[0030] 在NG-DSL高信噪比系統，式（2)中第二項的噪聲影響n "是可忽略不計的，則采 樣頻偏主要是由Wi部分的相位偏差和W2部分ICI抖動引起，頻偏補償忽略掉W 2部分ICI抖 動影響，直接對1部分進行相位補償；此時有：
[0031]
[0032] 根據已知的估計采樣頻偏，計算各子載波的相位旋轉量：
[0033]
[0034] 其中，表示理論相位偏差，k表示當前子載波的序號，m表示0FDM符號的個數， N表示子載波個數，L表示循環前綴的長度，A#表示采樣頻偏估計值；
[0035] 對接收信號進行相位旋轉得到校正后的信號：
[0036] K：, =K,i,^cxp(-- jAc/〇n)
[0037] 進一步地，所述步驟1中采樣頻偏△f是指歸一化采樣頻偏，定義歸一化采樣頻 偏：
[0038] Af=ATs/Ts (8)
[0039] 其中，ATs為收發兩端采樣間隔偏差，Ts為發送端采樣間隔，Af單位為ppm。
[0040] 進一步地，所述步驟1中符號樣值定時偏差估計值G'計算公式為：
[0041] [(N+L)(m-\)+L]*AfC9
[0042] 其中，m為OFDM符號的個數，L為循環前綴的長度，N為子載波個數，Af為采樣頻 偏估計值。
[0043] 進一步地，所述步驟2中各子載波近似ICI的影響為：
[0044]
[0045] 其中，p表示子載波序號計數變量，k表示表示當前子載波序號，Xp表示解調后的 信號，V表示補償后的解調信號，m為0FDM符號的個數，L為循環前綴的長度，N為子載波 個數，A/:為采樣頻偏估計值，G'為符號樣值定時偏差估計值。
[0046] 進一步地，所述步驟4中修正補償起作用需滿足以下條件：當采樣頻偏A f估計精 度一定時，符號定時偏差G絕對值|G|彡0. 5,同時信道噪聲SNR彡40dB，否則星座點的抖 動主要由于信道噪聲引起，而不是ICI引起的。
[0047]與現有的技術相比，本發明有益的效果為：在補償的過程中通過循環迭代方式對 解調信號的ICI抖動進行了削弱，從而使補償效果更優。在采樣頻偏精度一定的情況下，新 方法在G較小（G < 0. 5)的情況下補償性能比傳統的頻域方法提高3到4個數量級，其帶 來的效果從圖5所示的G = 0. 2時新舊方法補償性能對比示意圖中可以看出。
【附圖說明】
[0048] 圖1為不同G和A f引起的補償偏差角示例圖。
[0049] 圖2為新補償方法有效情況的示例圖。
[0050] 圖3為G = 0. 2時新舊方法補償性能對比示例圖。
[0051] 圖4為G = 0. 35時新舊方法補償性能對比示例圖。
[0052] 圖5為G = 0. 5時新舊方法補償新能對比示例圖。
[0053] 圖6為新方法隨樣值起點偏差G變化的補償性能情況示例圖。
[0054] 圖7為本發明新方法的流程圖。
【具體實施方式】
[0055] 下面結合附圖對本發明做進一步的描述，以便對本發明方法的技術特征及優點進 行更深入的詮釋。但本發明的實施方式并不限于此。
[0056] 本發明方法的思想為：利用循環迭代的方式來削弱接收信號中ICI的影響從而提 高采樣頻偏補償精度。具體實施過程如下：
[0057]由于采樣頻偏對接收端信號的影響是有累積作用的。假定接收端每次樣值定時準 確，以定時準確的符號為第1個符號，則在下次定時之前的第m個0FDM符號的樣值定時起 點偏移樣值個數是：
[0058] G= [ (N+L) (m_l)+L] *Af(11)
[0059] 其中N為一個OFDM符號的子載波個數，L為循環前綴長度，m為距離最近一次樣值 定時的符號數。
[0060] 顯然，采樣頻偏影響的累積作用就是使第m個符號的樣值定時起點偏移越來越嚴 重。因此要對采樣頻偏的影響進行補償，就需要估計出當前符號的樣值定時起點偏差G'和 采樣頻偏A/。此時對于接收端的當前信號的第k個子載波信號為
[0061]
[0062] 在NG-DSL這樣的高信噪比系統，（2)式中第三項的噪聲影響是可以忽略不計的。 根