一種逆d類功率單元及全數字射頻發射前端集成電路結構的制作方法
【技術領域】
[0001] 本發明屬于射頻集成電路領域，具體涉及一種逆D類功率單元（電流型D類功率單 元)，以及采用該功率單元的全數字正交直接上變頻的射頻發射前端集成電路結構。
【背景技術】
[0002] 射頻發射前端，是射頻收發機的重要組成部分。在當今，一方面，無線通訊技術的 迅猛發展使得個人移動終端具有越來越多的功能，這要求應用于移動終端的集成電路具有 更高的集成電路；另一方面，硅基CMOS集成電路工藝制程的不斷演進，使得將數字、模擬、 射頻等等模塊同時集成在一塊娃基芯片上的高集成片上系統（systemonchip,SoC)技術 稱為可能。
[0003] 傳統的射頻發射前端通常由數-模轉換器（DAC)，濾波器（Filter)，上變混頻器 (upconversionmixer)，功率放大器（poweramplifier,PA)等模塊構成，這些模塊均屬于 模擬/射頻電路。與大規模數字電路不同，模擬和射頻電路基本不受益于CMOS制程的進 步；而先進工藝帶來的低電壓、漏電流增大、閾值電壓漂移等問題，反而會使模擬/射頻電 路設計變得更加困難。這其中，功率放大器的設計困難尤甚。在以上幾點因素的要求下，全 數字功率放大器（DigitalPowerAmplifier,DPA)應運而生。DPA運用于系統中時，通常 省略DAC、濾波器、上變混頻器，因而DPA本身就是一個完整的全數字射頻發射前端（DTxFE， digitaltransmitterfrontend)，因而本文中將不再區分DTxFE和DPA兩個概念。
[0004] 國際上針對全數字發射機的研究有十余年的歷史。極坐標發射機（Polar Transmitter)、Outphasing發身寸機、笛卡爾坐標發身寸機（CartesianTransmitter,orI/Q Transmitter)等在模擬發射機中采用的架構在數字PA中均有對應。前兩種數字發射機架 構均有其實現的難度。Polar發射機需要復雜的相位控制支路，并且需要解決幅度和相位 支路匹配的問題；Outphasing發射機需要解決功率合成器方面的問題；此外，兩者都會遇 到頻譜擴展的問題，即各自結構中，兩條支路的帶寬遠大于原信號帶寬的問題。Cartesian 數字發射機規避了前兩種結構的問題，在近兩年開始，荷蘭Delft大學和美國UCBerkeley 的兩個研究小組開始研究這種結構。他們所發表的結果實現了正交全數字發射機的基本結 構，但各自均存在一定的改進空間。
【發明內容】
[0005] 針對當前數字正交發射機中存在的問題，本發明提供了一種I/Q匹配良好，諧波 抑制能力良好，幅度/相位單調性好的數字正交發射機結構。
[0006] 為實現上述目的，本發明采用的技術方案如下：
[0007] -種逆D類功率單元，采用I/Q正交-差分四相結構，差分的兩條支路分別由I/Q 兩路并聯而成，每一路均使用兩層或多層共源共柵晶體管；I/Q兩路在漏極直接相連，形成 電流加和。
[0008] 所述逆D類放大單元的四相L0使用25%占空比的L0信號，由靜態與邏輯門控制， 從共源管的柵極輸入。
[0009] 所述共柵晶體管中，共源管為薄柵氧管，共柵管為厚柵氧管。
[0010] 一種全數字正交直接上變頻的射頻發射前端集成電路結構，包括四相二分頻L0 信號產生電路，L0驅動/控制電路，I/Q正交差分D類功率單元陣列（即上述逆D類功率單 元)。
[0011] 所述四相二分頻L0信號產生電路基于文獻"HongMoWang，A1.8V3mW16. 8GHz FrequencyDividerin0.25umCMOS,ISSCC2000"所發表的電路結構優化而成。Wang的四 相二分頻器由兩個交叉耦合的T觸發器構成。本發明所述的四相二分頻器，在Wang的電路 上加入了四個由輸出信號交叉耦合控制的PM0S管，可以精確地保證輸出四相的相位誤差 小于3°。本發明所述的四相二分頻器在其產生的0°，90°，180°，270°四相50%L0信 號之后，使用四個與門將50%信號相與，產生四相25%L0信號。
[0012] 所述L0驅動/控制電路由兩個L0換向開關、多級成比例的反相器驅動級、以及集 成在每個功率單元中的L0使能邏輯和末級驅動構成。其中，L0換向開關是基帶信號中的 符號位能夠被調制到射頻信號中形成載波頻率的180°相位突變的關鍵。若我們將射頻調 制信號表示成
[0013] (1)
[0014] 其中Ass是基帶幅度，載波角頻率，，是載波相位，則當Ass < 0時，S可以表示 為
[00151 (2)
[0016] 因為基帶信號僅能控制功率單元的打開/關閉，也即其本身只能控制幅度；而基 帶信號的符號位則不能通過單元的打開/關閉調制到載波上。而以上的方程式告訴我們， 若符號位能夠控制載波的180°相位突變，則基帶的符號位就可以被調制到載波上。而我們 的四相L0中已經包含0° /180°，90° /270°這兩對互成180°相移的L0信號。因此，設 計一個L0換向器，由控制信號選擇是否交換0° /180°，90° /270°這兩對L0信號，就可 以實現180°相位突變的調制。
[0017] 所述I/Q正交差分電流型D類功率單元即上述逆D類功率單元，使用兩層或多層 共源共柵管。差分兩路各自由I/Q兩條支路并聯而成。I/Q兩路L0信號從共源管的柵極輸 入，輸出電流信號在共柵管的漏極加和。共源共柵結構能有效提高晶體管的輸出阻抗，從而 有效避免I/Q信號串擾。此外，25%L0信號也能夠避免I/Q基帶電流信號"同時"出現在輸 出電流中，從而也可以避免I/Q串擾。此外，共源共柵結構可以有效提高晶體管的耐壓。 [0018] 進一步地，本發明的射頻發射前端集成電路結構還包括功率合成網絡，用于將多 個單元產生的差分電流信號轉換成適合發射到終端天線上的功率信號；功率合成網絡包含 并聯電感-電容諧振腔和平衡-非平衡轉換器（Balun)，具有基頻阻抗選擇特性和二階諧波 抑制特性。所述諧波抑制功率合成網絡，由兩邊的DCFeed電感（LD。)，跨接并聯諧振腔（LP 和CP)，兩邊的對地并聯電容（Cs)，和差分轉單端的輸出balun構成。輸出balun兼具阻抗 轉換功能。（LP| |LDe/2)和（CP+Cs/2)諧振在基頻頻率，構成基頻選頻網絡。每邊的1^。和(； 諧振在二階諧波處，防止二階諧波泄漏，優化輸出頻譜，并提高功率放大器的輸出效率。
[0019] 所述全數字正交直接上變頻的射頻發射前端的整體版圖布局中，四相L0輸入線 和差分兩相射頻輸出線均成深H-形樹形，保證每個功率單元無論到輸入還是輸出的走線 長度大致一致，延時大致一致；另外，在單元開啟的順序上，中心對稱地、亂序地逐漸開啟， 能夠保證不同幅值下各個單元之間大致匹配。以上兩點，能夠保證單調、平滑的輸入-輸出 的幅度-幅度和幅度-相位轉移特性，從而為實現數字預失真算法帶來方便。另一方面，L0 輸入線和射頻輸出線以夾角90°進入單元陣列，并且在全程互相垂直，最大限度地減小了 輸入-輸出耦合，降低了串擾噪聲，預防了振蕩風險。
[0020] 本發明針對目前全數字發射機方案中的缺陷，采用正交-差分四相25%占空比 L0、I/Q電流信號本地加和、具有基頻選擇性和二階諧波抑制能力的輸出匹配合成網絡、深 H-形樹中心對稱的版圖布局等技術，實現高性能的全數字正交上變頻發射機。具體來說，本 發明的優點和積極性效果如下：
[0021] 1)輸入-輸出響應具有良好的單調性和一致性：25%L0和共源共柵的應用確保了 I/Q信號的相對獨立。I/Q本地匹配加和、版圖的深度對稱，均保證了輸入-輸出響應具有 非常良好的單調性和一致性。這是全數字發射機經過數字矯正以后能夠達到極佳的頻譜規 范性(滿足頻譜掩模要求和誤差向量要求）的保證。
[0022] 2)具有良好的適配性和可重構性：本發明若需要應用于不同的頻段的系統時，只 需要對輸出匹配網絡稍作修改；若頻段跨度不大，電路的其他部分甚至可以不做修改。而如 果需要在同一個系統中在片切換頻段，甚至只需要把并聯、串聯電容〇>和Cs做成可調的，就 可以達到目的。
[0023] 3)制造成本低：本發明所述的全數字正交發射機可以連同功率匹配網絡一起，與 個人移動終端的其他功能全部集成在單片SoC上，從而最大限度降低成本。而本架構可以 通過更改功率匹配網絡，應用于不同頻段和調制方式，兼容多標準、多頻帶的射頻信號，更 可以大幅度節約芯片及相應片外配套元件。
【附圖說明】
[0024] 圖1是本發明的全數字射頻發射前端（DTxFE)的系統結構框圖。
[0025] 圖2是四相正交本地加和的D類功率單元和二次諧波抑制匹配網絡的示意圖。
[0026] 圖3是D類功率單元的波形示意圖。
[0027] 圖4是帶使能功能的L0信號換向電路示意圖。
[0028] 圖5是DTxFE的整體版圖規劃示意圖。
【具體實施方式】
[0029] 下面通過具體實施實例并配合附圖，對本發明做詳細的說明。
[0030] 如圖1所示，本實施例的DTxFE由基帶信號同步譯碼電路、L0四相二分頻及25%占 空比產生電路，L0前級及后級驅動電路，L0換向開關，功率單元陣列，集成于功率單元內部 的L0使能邏輯構成，匹配網絡與功率單元連接。基帶信號分成I/Q兩路，每路由1位符號 位和N位幅度位構成。符號位應由譯碼模塊生成同步的互補信號，用來控制L0換向開關。 幅度位可分為低M位和高（N-M)位。出于版圖技術的考慮，低M位