一種基于格雷序列的單載波系統IQ不平衡的補償方法與流程
本發明屬于無線通信技術領域，具體涉及一種基于格雷序列的單載波系統iq不平衡的補償方法。
背景技術：
隨著通信的發展，人們對通信丳的要求越來越高，使得頻譜資源越來越緊缺。同時，由于移動通信網絡所承載的傳輸業務種類越發豐富，無線網絡出現明顯的異構特性，同一臺終端設備需要支持多種網絡類型，例如移動蜂窩系統、固定無線局域網絡、短距離無線局域網絡和定位導航系統等。這意味著，用戶終端的收發設備需要具有靈活性以適應不同網絡和不同頻段的系統。但是，在實現高頻段通信和保證系統靈活性的同時，模擬電路設計必須在系統的線性度、電路帶寬、復雜度和功耗方面進行權衡。設計低成本低功耗的無線通信系統是一個極具挑戰的工作，尤其是該系統需要具備高頻段、超大帶寬的通信能力。由于成本限制，復雜的電路結構和性能優異卻昂貴的器件不再適用；另外，在類似異構網絡的應用場景中，針對特殊頻段專門設計優化的電路，或針對單臺設備或單場景優化的電路也無法使用。為控制設備總體的體積和成本，尤其是應用于多輸入多輸出(multiple-inputmultiple-output,mimo)系統中的電路，單套射頻電路的成本、功耗和體積都被嚴格限制。以上因素導致收發機的射頻前端存在很多性能瑕疵。比如直流偏置、i\q不平衡(in-phase\quadratureimbalance)和相位噪聲等。
單載波技術是一種非常成熟的技術，第一代模擬通信和第二代數字通信都是利用單載波書。在移動通信系統中，為了克服多徑衰落信道的不利影響，單載波傳輸需要在接收端設計非常復雜的時域均衡器，這大大增加了系統設計的復雜度和成本。隨著工作的深入，人們發現，單載波系統其實也能利用簡單的均衡辦法(如頻域均衡)來有效地消除多徑的影響；而且，單載波系統的峰值平均功率比(papr)低，對頻率也不十分敏感。
正交相移鍵控是一種常用基帶調制，其原理是將基帶信號分為并行的兩路信號，分別稱為同相支路(in-phasebranch,i路)正交支路(quadraturebranch,q路)分別經過兩個彼此正交的本振信號調制到射頻并進行發送；在接收端，接收機生成兩個正交的本振信號，利用相干解調將兩路信號分離，提取基帶信號。實際系統中，由于i\q兩路的振蕩信號由晶振和鎖相環合成，再經過希爾伯特變換得到，兩路振蕩信號的幅度很難做到完全相同，相位差也不是90°，造成i\q兩路數據發生串擾。在低頻段系統中，由于系統工作頻段低，i\q不平衡現象并不嚴重；但是，高頻段系統廣泛采用直接變頻接收機，尤其在采用了高階調制的系統中，i\q不平衡成為限制接收機性能的重要因素。另一方面，i\q兩支路的響應在理想情況下應完全一致，然而，由于高頻段系統的帶寬增加，i\q兩支路器件頻率響應很難實現完全一致，這是導致i\q不平衡的另一來源。
格雷互補序列(golaycomplementarysequences)具有良好的自相關特性，相關函數旁瓣小，被廣泛用于同步和信道估計算法[。另外，格雷相關器經過優化設計之后，運算效率較高：對長度為n＝2m的序列進行相關運算只需要2m次加法和m次乘法。格雷序列可以用回歸算法生成，一組長度為n格雷互補序列通常包含一對長度分別為n/2二進制互補序列ab和bb，其元素由±1組成。純實數格雷序列只由實數構成，在正交發射機上發送純實數的格雷序列會造成q路(虛部)長時間閑置，因此實際中通常使用相位旋轉的多相格雷序列。與格雷序列相同，一組多相格雷序列也包含了兩個序列a和b,分別由二進制互補序列ab和bb按如下規則生成：a(n)＝ab(n)ejπn/2,b(n)＝bb(n)ejπn/2，其中n＝0,1,2,3…n/2-1。
技術實現要素：
對于單載波系統，頻選i\q不平衡等效于在i\q兩路額外的添加了兩個失配的濾波器，所以在單載波系統時域處理頻選i\q不平衡的難度更大。本發明提出了一種利用格雷序列補償單載波系統i\q不平衡的方法，利用格雷序列的自相關性，在時域完成估計和補償，極大地簡化了接收端i\q不平衡估計過程。具體來說，發射機發送包含多相格雷序列的前導碼、獨特字或訓練序列，接收端獲取接收序列，利用多相格雷序列自相關和共軛自相關特性，在時域分離接收信號中的原信號分量和共軛分量，并估計對應等效信道，再通過等效信道求出補償濾波器，最后利用補償濾波器補償i\q失衡。
為了方便理解，首先介紹本發明使用的相關信號模型：
接收機頻選i\q不平衡下的接收信號可以表示為：
其中
定義總長度為n的多相格雷序列a和b的兩組子序列滿足以下性質：
ra(i)+rb(i)＝nδ(i)，
其中，ra(i)/rb(i)分別表示序列a/b的循環自相關，
hd(n)＝idft-1{g'rhq(f)/hi(f)}
其中hi(f)與hq(f)分別為i\q兩路接收機內部頻率響應的傅里葉變換，符號idft{·}表示離散傅里葉逆變換。與hd(n)相對應，定義he(n)為i\q兩路共同經過的信道，he(n)可通過將i路的頻率響應hi(n)與無線信道hc(n)結合得到，其定義如下：
定義補償濾波器c1(n)和c2(n)，c1(n)用于補償i路與q路頻率響應差，c2(n)用于消除i\q兩路不平衡的串擾項。
本發明的技術方案是：
一種基于格雷序列的單載波系統iq不平衡的補償方法，其特征在于，包括以下步驟：
s1、發射機發送一對多相格雷序列a、b，通過多徑信道和加性高斯白噪聲，在i\q不平衡下得到的接收序列分別為：
其中，v'1(n)與v'2(n)分別為兩序列收發過程中的加性噪聲；
s2、估計信道信息：
利用本地格雷序列a和序列b分別對存在i\q不平衡的接收序列aim與bim進行n次循環相關和循環共軛相關，獲得信道的估計值
s3、估計補償濾波器c1(n)和c2(n)：
通過信道估計值
其中，hα+β為向量
其中hα+β(n)為矢量
s4、根據獲得的補償濾波器c1(n)和c2(n)補償i\q失衡。
進一步的，所述的補償濾波器為消除共軛分量，需滿足：
c1(n)和c2(n)中包含了兩個未知參量，分別是向量hd(n)和標量φr。
進一步的，所述信道估計值
所述補償濾波器均為實數抽頭濾波器。
進一步的，所述步驟s4中經過補償后的接收信號為：
其中cosφrhd＝c1，為補償濾波器c1(n)的估計值，等效信道he的估計值為：
本發明的有益效果是：
在補償i\q不平衡的過程中，本方法能夠估計i\q不平衡補償參數和補償后的信道信息；在使用格雷序列作為前導碼或獨特字的系統中(例如采用的ieee802.11ad和ieee802.15.3c標準的系統)，本方法不需要對幀結構進行修改，降低了系統成本；本方法尤其在los信道和nlos信道中都具有良好的補償性能。
附圖說明
圖1為接收機i\q不平衡系統模型圖；
圖2為i\q不平衡補償器框圖；
圖3為los信道下i\q不平衡補償和信道估計性能圖；
圖4為nlos信道下i\q不平衡補償和信道估計性能圖。
具體實施方式
本發明的發明內容部分已經詳細對本發明的方法進行了介紹，下面結合附圖補充描述本發明的實際效果。
如圖1和圖2所示，本發明的方法是在信道估計與均衡模塊之間設置補償器模塊，利用多相格雷序列自相關和共軛自相關特性，在時域分離接收信號中的原信號分量和共軛分量，并估計對應等效信道，再通過等效信道求出補償濾波器，最后利用補償濾波器補償i\q失衡。
如圖3和圖4所示，以發送端將二進制符號映射為正交幅度調制(quadratureamplitudemodulation,qam)符號，階數為16，傳輸符號速率為1.76ghz，升余弦滾降濾波器的滾降因子為0.25，載波頻率為60ghz，收發端采用波束寬度為30°的定向天線，幅度不平衡參數為g'r＝1.12，相位不平衡為φr＝10°，i\q兩路不平衡的頻率響應分別為：hi＝[0.01,1,0.01],hq＝[0.01,1,0.2]，接收端采用一個nd＝3階的濾波器補償頻選i\q不平衡為例。
比較了兩種無線信道模式下對i\q不平衡進行補償的誤碼性能。可以發現，無論在los信道還是nlos信道中，i\q不平衡都會造成系統性能下降，且性能損失不能被均衡算法消除。由于仿真中采用調制階數較高的16qam，i\q不平衡的影響在高信噪比條件下更加顯著。當序列長度為64符號的時候，受限于信道估計的精度，i\q不平衡在los信道與nlos信道中的補償性能都與理想系統差距較大。信道估計的準確性很大程度上受到了補償濾波器c1(n)+jc2(n)估計精度影響。在序列長度達到256符號時，補償性能與理想系統之間的性能差距縮小到0.2db左右。但經過補償后，無論在los信道還是nlos信道，其誤碼性能都得到了顯著的提高。
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