基于FBMC調制在指定時間區間內生成多載波導頻序列的方法與流程

本發明屬于無線通信技術領域，更具體地，涉及一種基于fbmc調制在指定時間區間內生成多載波導頻序列的方法。

背景技術：

濾波器組多載波(filterbankmulticarrier，fbmc)系統相比于正交頻分復用(orthogonalfrequencydivisionmultiplexing，ofdm)系統具有更高的頻譜利用率及更小的帶外干擾；fbmc系統己廣泛應用于語音處理、快速計算、噪聲處理、圖像壓縮、雷達信號處理、多媒體信號處理等領域，如今作為未來無線通信的一個關鍵技術，更是通信系統研究中的一大熱點。

無線通信系統的性能在很大程度上受到無線信道的影響，如陰影衰落和頻率選擇性衰落等等，因此信道估計的準確度直接決定整個系統的性能。

從信道先驗算法的角度來看，信道估計又分為：基于參考信號的估計、半盲估計和盲估計。基于參考信號的估計是在待發送數據前加入導頻通過導頻頻點的信道信息來推斷整個頻帶上的信道信息；因此得到一組含有接近于多載波導頻序列的信號是信道估計的基礎。為了達到這個目的，需要對導頻符號進行設計。當前的fbmc信道估計都是基于導頻符號的，由于導頻符號之間存在干擾，所以信道估計結果較差。如何在fbmc信號中構造多載波導頻序列以提高信道估計性能是本領域關注的問題。

在獲得多載波導頻序列的基礎上，還要最大程度減小信號的時域長度，以提高頻譜利用率，而經過fbmc調制之后的時域信號在最前端和最后端有較長的拖尾，因此在用fbmc調制構造多載波導頻序列的時候還需要進行拖尾抑制。

技術實現要素：

針對現有技術的以上缺陷或改進需求，本發明提供了一種基于fbmc調制在指定時間區間內生成多載波導頻序列的方法，其目的在于用fbmc導頻符號構造利用多載波導頻用于信道估計，并且抑制fbmc的時域信號拖尾，增大頻譜利用率。

為實現上述目的，按照本發明的一個方面，提供了一種基于fbmc調制在指定時間區間內生成多載波導頻序列的方法，包括如下步驟：

(1)在指定頻點上通過ofdm調制生成第一多載波導頻序列，對該第一多載波導頻序列加窗口得到第二多載波導頻序列；

(2)根據以下原則獲取一組規定子載波和規定時間點上的fbmc導頻符號：

通過調制所述fbmc導頻符號所獲得的第三多載波導頻序列與所述第二多載波導頻序列的整體相近度最佳；

其中，整體相近度的值根據所加窗口各區域內第三多載波導頻序列與所述第二多載波導頻序列差值的絕對值的加權平方和確定；在整體相近度的值最小時，所述整體相近度最佳；

(3)根據導頻符號之后的數據符號對步驟(2)獲得的fbmc導頻符號疊加一組修正量獲得修正fbmc導頻符號；在所述修正fbmc導頻符號后加上數據符號進行調制獲得第四多載波導頻序列。第四多載波導頻序列即fbmc系統實際發射的多載波導頻序列，接收端利用該多載波導頻序列進行信道估計。

優選地，上述的方法，對其第一多載波導頻序列所加的窗口包括前零值區、前過渡區、平坦區、后過渡區和后零值區；所述窗口在前過渡區、后過渡區均呈滾降狀；所述窗口在前過渡區、后過渡區的幅值均不超過其在平坦區的幅值；所述窗口在前零值區和后零值區內幅值為0。

優選地，上述的方法，其窗口在前過渡區、后過渡區均為余弦滾降序列；

所述前過渡區的幅值

所述后過渡區的幅值

其中，f(t)是指對應坐標t的幅值，t是指采樣點時間序列，m是指fbmc系統的復數符號間隔包含的采樣點數，它和fbmc系統的子載波數是相等的，過渡區幅值由0增至1，保證了窗口的過渡區的幅值不超過平坦區的幅值，發送整段數據時發射功率穩定。

優選地，上述的方法，上述的整體相近度的值

p＝p(前零值區)c(前零值區)+p(前過渡區)c(前過渡區)+p(平坦區)c(平坦區)+p(后過渡區)c(后過渡區)+p(后零值區)c(后零值區)；

其中，前零值區相近度p(前零值區)是前零值區內第三多載波導頻序列與第二多載波導頻序列差值的絕對值的平方和；

前過渡區相近度p(前過渡區)是前過渡區內第三多載波導頻序列與第二多載波導頻序列差值的絕對值的平方和；

平坦區相近度p(平坦區)是平坦區內第三多載波導頻序列與第二多載波導頻序列差值的絕對值的平方和；

后過渡區相近度p(后過渡區)是后過渡區內第三多載波導頻序列與第二多載波導頻序列差值的絕對值的平方和；

后零值區相近度p(后零值區)是后零值區內第三多載波導頻序列與第二多載波導頻序列差值的絕對值的平方和；

c(前零值區)為前零值區權重，c(前過渡區)為前過渡區權重，c(平坦區)為平坦區權重，c(后過渡區)為后過渡區權重，c(后零值區)為后零值區權重。

優選地，上述的方法，其修正量根據以下方法獲得，

將使得第四多載波導頻序列與第二多載波導頻序列的整體相近度最佳的修正量作為修正量；該整體相近度的值

p2＝p2(前零值區)c2(前零值區)+p2(前過渡區)c2(前過渡區)+p2(平坦區)c2(平坦區)+p2(前過渡區)c2(后過渡區)+p2(后零值區)c2(后零值區)

其中，前零值區相近度p2(前零值區)是前零值區內第四多載波導頻序列與第二多載波導頻序列差值的絕對值的平方和；

前過渡區相近度p2(前過渡區)是前過渡區內第四多載波導頻序列與第二多載波導頻序列差值的絕對值的平方和；

平坦區相近度p2(平坦區)是平坦區內第四多載波導頻序列與第二多載波導頻序列差值的絕對值的平方和；

過渡區相近度p2(后過渡區)是后過渡區內第四多載波導頻序列與第二多載波導頻序列差值的絕對值的平方和；

后零值區相近度p2(后零值區)是后零值區內第四多載波導頻序列與第二多載波導頻序列差值的絕對值的平方和。

c2(前零值區)為前零值區權重，c2(前過渡區)為前過渡區權重，c2(平坦區)為平坦區權重，c2(后過渡區)為后過渡區權重，c2(后零值區)為后零值區權重。

利用構造好的多載波導頻序列進行信道估計的方法是：接收端對接收到的第四多載波導頻序列進行傅里葉變換處理，然后將導頻載波上的接收值除以導頻載波上的發送值即可獲得信道估計結果。

總體而言，通過本發明所構思的以上技術方案與現有技術相比，能夠取得下列有益效果：

(1)在現有技術中，fbmc符號經過調制之后，由于濾波器的原因會使得調制之后的時域信號前端有一定長度的拖尾，這一拖尾并沒有包含實際有用的信息，但占用了時域資源；本發明通過將第二多載波導頻序列在窗口的前零值區置0，使得導頻符號經過fbmc調制之后前端數據趨于0，增加了頻譜利用率；

(2)在現有技術中，利用ofdm信道估計的方法顯然不能應用于fbmc系統中，ofdm的導頻符號與數據在同一時間點相互正交，而fbmc系統中相鄰符號間存在干擾，這就使得接收端無法恢復純凈的導頻信息；本發明的方法將導頻序列與數據序列在時間點上前后連接，并根據第二多載波導頻序列找到一組修正fbmc導頻符號，根據該修正fbmc導頻符號進行調制，以在指定時間區間內能夠生成純凈的多載波導頻序列，可更加準確的進行信道估計。

附圖說明

圖1是實施例中的導頻結構示意圖；

圖2是實施例提供的生成所需fbmc導頻符號方法的流程圖；

圖3是實施例中加載在6個單載波上發送的第一多載波導頻序列；

圖4是對第一多載波導頻序列加窗的窗口；

圖5是實施例中對第一多載波導頻序列加窗之后生成的第二多載波導頻序列；

圖6是實施例中在時間點上的fbmc導頻符號的結構及fbmc調制后的時域范圍；

圖7是實施例中數據符號和修正量經過fbmc調制后在所述窗口內的影響范圍；

圖8是實施例中生成的被干擾序列的示意圖；

圖9是實施例中生成的第四多載波導頻序列的示意圖；

圖10是實施例中在指定時間區間內第二多載波導頻序列與第四多載波導頻序列的snr的ccdf曲線示意圖。

具體實施方式

為了使本發明的目的、技術方案及優點更加清楚明白，以下結合附圖及實施例，對本發明進行進一步詳細說明。應當理解，此處所描述的具體實施例僅僅用以解釋本發明，并不用于限定本發明。此外，下面所描述的本發明各個實施方式中所涉及到的技術特征只要彼此之間未構成沖突就可以相互組合。

本發明所提供的方法，通過尋找一組fbmc導頻符號，使其經過fbmc調制后的第四多載波導頻序列在指定時間區間內與目標多載波導頻序列，也即第二多載波導頻序列，盡可能接近；導頻符號的結構如圖1所示，定義0時間點與1時間點之間的間隔為符號間隔，定義0時間點與2時間點之間的間隔為復數符號間隔；當用戶占用的子載波為i1至i2號子載波，則僅需發送一組i1至i2號子載波上的fbmc導頻符號，fbmc導頻符號的前部分為導頻符號，后部分為數據符號；通過導頻符號調制后生成的第四多載波導頻序列得到信道在i1至i2頻點上的信道響應。

實施例提供的基于fbmc調制在指定時間區間內生成多載波導頻序列的方法，其流程如圖2所示，具體包括如下步驟：

(1)根據下式生成第一多載波導頻序列；

其中，t表示采樣點時間序列，s(t)表示對應時間t的多載波導頻序列，w(m)表示各單載波的相位，f表示多載波導頻序列在時域上的偏移，m是指fbmc系統的子載波個數，ω是指發送導頻信號的頻點集合。

找到一組相位w(m)使得時域數據s(t)有零點，時域偏移f的確定標準是：讓時域零點成為所截取信號的起始點，通過設置使得第三多載波導頻序列有更清晰的起點和終點。

(2)對第一多載波導頻序列加窗得到第二多載波導頻序列；實施例中，窗口在平坦區為1，在前零值區和后零值區均為0，在前、后過渡區設置為余弦滾降序列；

前過渡區的幅值

后過渡區的幅值

其中，f(t)是指對應坐標t的幅值，t是指采樣點時間序列，m是指fbmc系統的復數符號間隔包含的采樣點數，與fbmc系統的子載波數相等，過渡區幅值由0增至1，保證了窗口的過渡區的幅值不超過平坦區的幅值，發送整段數據時發射功率穩定。

(3)通過以下方法確定fbmc導頻符號，使得該fbmc導頻符號在經fbmc調制之后得到的第三多載波導頻序列與第二多載波導頻序列盡量接近；

即為：找到一組fbmc導頻符號使得p最小；

p＝p(前零值區)c(前零值區)+p(前過渡區)c(前過渡區)+p(平坦區)c(平坦區)+p(后過渡區)c(后過渡區)+p(后零值區)c(后零值區)

其中，c(前零值區)＝1，c(前過渡區)＝小于1的系數，c(平坦區)＝1，c(后過渡區)＝0，c(后零值區)＝小于1的系數；

(4)在fbmc導頻符號的基礎上疊加一組修正量，使得fbmc導頻符號與數據經fbmc調制后的第四多載波導頻序列在指定時間區間內仍與第二多載波導頻序列接近。

使得上述的第四多載波導頻序列與第二多載波導頻序列盡可能接近的方法為，找到一組修正量使得p2最小；

p2＝p2(前零值區)c2(前零值區)+p2(前過渡區)c2(前過渡區)+p2(平坦區)c2(平坦區)+p2(前過渡區)c2(后過渡區)+p2(后零值區)c2(后零值區)

其中，c2(前零值區)＝c2(前過渡區)＝c2(后過渡區)＝0，c2(平坦區)＝1，c2(后零值區)＝小于1的系數。

以下結合具體實施例及數據進行進一步地闡述：

(1)本實施例中，fbmc系統的子載波個數為m＝256；其中用戶可使用的子載波數m′＝12，即1～12號子載波，多載波導頻信號在m＝1,3,5,7,9,11的6個fbmc子載波上發送；

生成多載波導頻序列

通過計算機搜索得到w(m)＝[135,45,270,45,90,90]，時域偏移量f＝49；生成的第一多載波導頻序列如圖3所示。

(2)對第一多載波導頻序列加窗得到第二多載波導頻序列；實施例中，窗口包括前零值區，前過渡區，平坦區，后過渡區和后零值區5個部分；其中前零值區和后零值區均為0，平坦區為1，前、后過渡區為余弦滾降序列；

前過渡區函數公式為：

后過渡區函數公式為：

其中m是fbmc系統的復數符號間隔包含的采樣點數，數值上與fbmc系統的子載波個數相等；過渡區包含的采樣點個數為平坦區包含的采樣點個數為整段窗口如圖4所示。對第一多載波導頻序列加窗之后得到第二多載波導頻序列，設第二多載波導頻序列在所加窗口各區域內的序列為s(前零值區)，s(前過渡區)，s(平坦區)，s(后過渡區)，s(后零值區)，它們的時域范圍分別為

其中s(前零值區)＝s(后零值區)＝0，如圖5所示。

(3)找到一組fbmc導頻符號使得p最小；

p＝p(前零值區)c(前零值區)+p(前過渡區)c(前過渡區)+p(平坦區)c(平坦區)+p(后過渡區)c(后過渡區)+p(后零值區)c(后零值區)

fbmc導頻符號矩陣記為v，v的大小為12行14列，對應1～12號子載波的5～18號時間點上的符號。vt表示v在時間點上的符號個數，這里vt＝14，如圖6所示，其中虛線表示第一個和最后一個fbmc導頻符號經調制后的時域范圍。

因為有

p(前零值區)＝||0-g1v||²

p(前過渡區)＝||s(前過渡區)-g2v||²

p(平坦區)＝||s(平坦區)-g3v||²

p(后過渡區)＝||s(后過渡區)-g4v||²

p(后零值區)＝||0-g5v||²

其中，v是fbmc導頻符號v按列排列的向量；g1,g2,g3,g4,g5可以通過fbmc調制得到，大小分別為行vtm′列，行vtm′列，行vtm′列，行vtm′列，行vtm′列。

則：

p＝||0-g1v||²c(前零值區)+||s(前過渡區)-g2v||²c(前過渡區)+||s(平坦區)-g3v||²c(平坦區)+||s(后過渡區)-g4v||²c(后過渡區)+||0-g5v||²c(后零值區)

由于v是實數，而上式中的參數s(前零值區)，s(前過渡區)，s(平坦區)，s(后過渡區)，s(后零值區)，g1,g2,g3,g4,g5均為復數，所以可將上式轉換為：

其中c(前零值區)＝1，c(前過渡區)＝0.4，c(平坦區)＝1，c(后過渡區)＝0，c(后零值區)＝0.7；

r[·]，i[·]分別表示取實部和取虛部處理。

為了使p最小，則

(4)確定fbmc導頻符號的修正量；在上一步得到的fbmc導頻符號后面加上數據進行fbmc調制得到被干擾序列；fbmc導頻符號的修正量經fbmc調制后的序列應該盡量接近第二多載波導頻序列與被干擾序列的差值。

在實施例中，對平坦區產生影響的數據符號在時間點上的范圍為19～21，如圖7所示。為了降低計算復雜度，實施例只使用數據的第1個時間點(也就是19時間點)上的符號來計算被干擾序列，此時得到的被干擾序列的仿真圖如圖8所示，圖中可以看出被干擾序列在平坦區的后面部分受到了數據的干擾。

本實施例中修正量矩陣v′的大小為12行1列，對應1～12號子載波的17號時間點上的符號；v′t表示v′在時間點上的符號個數，這里v′t＝1。

因為本實施例中只關注平坦區和后零值區受到數據符號所產生的影響，所以令c2(前零值區)＝c2(前過渡區)＝c2(后過渡區)＝0，設第二多載波導頻序列與被干擾序列在平坦區和后零值區的差值分別為s′(平坦區)，s′(后零值區)，其時域范圍分別為則

p2(平坦區)＝||s′(平坦區)-g3v′||²

p2(后零值區)＝||s′(后零值區)-g5v′||²

v′是修正量v′按列排列的向量。

則p2＝||s′(平坦區)-g3v′||²c2(平坦區)+||s′(后零值區)-g5v′||²c2(后零值區)

因為v′是實數，而上式中的參數s′(平坦區)，s′(后零值區),g3,g5均為復數，所以將上式寫成：

其中c2(平坦區)＝1，c2(后零值區)＝0.02，

為了使p2最小，則

將fbmc導頻符號與相應位上的修正量相加的結果就是修正fbmc導頻符號；根據修正fbmc導頻符號所獲得的第四多載波導頻序列如圖9所示。從圖9可以看出，fbmc系統實際發射的多載波導頻序列在前零值區的幅值近似為0，在平坦區與多載波導頻序列相近。

根據以下公式計算平坦區中間(即fft窗口)長度內的第四多載波導頻序列與第二多載波導頻序列之間的snr：

snr的ccdf曲線如圖10所示，從該圖中可以看出仿真得到的snr在大多數情況下達到40db及以上，表明fbmc導頻符號經fbmc調制后的第四多載波導頻序列在平坦區十分接近多載波導頻序列。

利用構造好的多載波導頻序列進行信道估計的方法是：接收端對接收到的第四多載波導頻序列平坦區中間區域進行傅里葉變換處理，然后將導頻載波上的接收值除以導頻載波上的發送值就得到了信道估計結果。

在本實施例中，由于導頻信號在6個fbmc子載波上發送，所以接收端能夠收到6個頻點的準確信息，除這6個頻點相應的發送值即可得到6個頻點上的信道估計結果，通過信道插值可得到所需估計的所有頻點信息。

本領域的技術人員容易理解，以上所述僅為本發明的較佳實施例而已，并不用以限制本發明，凡在本發明的精神和原則之內所作的任何修改、等同替換和改進等，均應包含在本發明的保護范圍之內。