基于高超音速場景的頻域序列相關信道測量方法與流程

本發(fā)明屬于通信技術領域，涉及一種頻域序列相關信道測量方法，具體涉及一種基于高超音速場景的頻域序列相關信道測量方法，可用于信道測量帶寬受限的高多普勒頻偏場景中的信道參數(shù)提取。

背景技術：

無線信道作為通信系統(tǒng)中至關重要的環(huán)節(jié)，是設計通信系統(tǒng)的先決條件。信道質量的好壞直接影響通信性能，為得到精確的信道參數(shù)，需要運用不同方法對各類信道進行測量。早期的信道測量方法為脈沖信道測量法，但為滿足信道測量要求，該方法存在峰值功率較大和多徑分辨率較低等缺陷。針對脈沖信道測量方法的峰值功率限制等不足，后期無線信道測量運用脈沖壓縮方法，該方法在改善脈沖信道測量方法的不足的同時能得到較高的信道測量增益。編碼脈沖壓縮信號如Barker碼、偽隨機二進制碼(PBRS)等的自相關函數(shù)是脈沖函數(shù)，但Barker碼存在信道測量處理增益較低等問題，所以為提高信道測量處理增益，運用諸如m序列、Chirp序列及CAZAC序列等，在滿足序列自相關性能較好的同時提高信道測量處理增益，但是此類序列對信道變化頗為敏感，信道變化較快會破壞此類序列的自相關性，降低信道測量的精度。

近年來中國高速鐵路(HSR)的發(fā)展和建設取得巨大的進展，與此同時HSR的快速發(fā)展對寬帶無線通信速率的要求顯著提高，針對HSR的通信技術的研究引起學術界和工業(yè)界的極大關注。作為研究HSR的通信技術的先決條件，HSR的無線信道的精確測量尤為重要。由于應用場景、LOS優(yōu)勢、大多普勒頻偏及快速多普勒轉換等因素影響，HSR信道與傳統(tǒng)蜂窩網(wǎng)絡無線信道有極大不同，大尺度衰落信道特點譬如路徑損耗和K因子已得到廣泛的研究。雖然當前對HSR信道已進行充分的研究，但是現(xiàn)存HSR信道測量方法及數(shù)據(jù)對研究未來的HSR通信技術是遠遠不夠的，有必要提出更多的信道測量方法以對未來HSR的信道特征進行提取。

隨著國家重點基礎研究發(fā)展計劃(973計劃)的展開，針對載人飛船及返回式衛(wèi)星等返回大氣層時，飛行器與空氣的劇烈摩擦在飛行器表面形成等離子體阻斷實時通信和再入測控通信等問題，世界各航天強國均展開積極研究。此外，隨著諸如美國X-51A、中國“神舟”載人飛船系列及俄羅斯YU系列等計劃的展開，高超音速飛行器的測控通信對通信領域帶來全新的機遇和挑戰(zhàn)，作為通信技術研究的先決條件，對高超音速飛行器通信信道特征的研究和測量已成為重中之重。高超音速飛行器速度過快(6000Km/h以上)使得信道多普勒頻偏過大，等離子殼套的存在使信道的損耗增大，乘性干擾增大，已有的信道測量方法在處理增益、多普勒頻偏敏感度和時延分辨率等多個方面均不能滿足高超音速飛行器信道的測量工作，故無法直接進行高超音速信道測量。針對高多普勒頻偏信道的測量，近年來一種基于基擴展模型(BEM)的信道測量方法逐漸引起學術界的重視，該方法利用基函數(shù)的線性組合描述時變信道，可以大大減少信道測量的復雜度，常用的基函數(shù)為傅里葉基函數(shù)(CE-BEM)和橢圓基函數(shù)(DPS-BEM)。該方法能準確的逼近已知信道，但在實際信道測量中由于實際信道未知及符號同步等問題的存在，使得該方法在實際信道測量時存在較大的不足?，F(xiàn)有多數(shù)通信場景中信道測量的方法為基于時域序列相關的信道測量方法，該方法在提取信道時域沖激響應時，其時域序列長度與信道測量基帶帶寬、信道多普勒頻偏之間的經(jīng)驗關系表達式為

序列長度＝基帶帶寬/多普勒頻偏/10，

由于高超音速信道測量基帶帶寬較小且多普勒頻偏過大，所以滿足上述經(jīng)驗關系表達式的序列長度較小，運用滑動相關處理得到信道參數(shù)時，序列長度較小時對應的信道測量處理增益較小，無法抑制噪聲對信道參數(shù)的干擾。由經(jīng)驗關系表達式可知，當信道多普勒頻偏較大時，為提高時域序列相關信道測量方法的信道測量處理增益，需加大信道測量的基帶帶寬，因此時域序列相關信道測量方法在高超音速場景下對信道測量的基帶帶寬提出了極高的要求。此外，頻譜資源的稀缺性造成信道測量基帶帶寬的受限，無法滿足高超音速信道測量中時域序列相關信道測量方法對基帶帶寬的要求。當信道的多普勒頻偏過大且信道測量帶寬受限時，時域信道測量序列的自相關性能遭到嚴重破壞，無法準確提取信道參數(shù)。

技術實現(xiàn)要素：

本發(fā)明的目的在于克服上述現(xiàn)有技術存在的缺陷，提出了一種基于高超音速場景的頻域序列相關信道測量方法，用于解決現(xiàn)有時域序列相關信道測量方法中因信道測量帶寬受限造成的信道參數(shù)測量精度低的技術問題。

為實現(xiàn)上述目的，本發(fā)明采取的技術方案，包括如下步驟：

(1)選擇信道測量序列的類型和長度，得到信道測量頻域復序列，同時選擇信道測量的基帶帶寬和采樣率；

(2)選擇與信道測量頻域復序列對應的矩形窗函數(shù)，并對該矩形窗函數(shù)與信道測量頻域復序列進行卷積，得到頻域復信號，再對該頻域復信號進行逆傅里葉變換IFFT，得到信道測量時域復序列；

(3)選擇高超音速場景下無線信道的多普勒頻偏，并將該多普勒頻偏、步驟(1)中的信道測量序列的長度和信道測量的采樣率放入Jakes信道模型中，得到包含高超音速信道幅值和相位信息的信道時域復參數(shù)；

(4)對包含高超音速信道幅值和相位信息的信道時域復參數(shù)進行傅里葉變換FFT，得到高超音速信道頻域的多個頻率分量和每個頻率分量對應的幅值和相位；

(5)將步驟(2)中的信道測量時域復序列與步驟(3)中的包含高超音速信道幅值和相位信息的信道時域復參數(shù)進行卷積，得到高超音速場景的信道測量時域復數(shù)據(jù)；

(6)對信道測量時域復數(shù)據(jù)進行傅里葉變換FFT，得到信道測量頻域復數(shù)據(jù)，再對該信道測量頻域復數(shù)據(jù)與步驟(1)中的信道測量頻域復序列進行滑動相關處理，得到信道頻域沖激響應的多個頻率分量和每個頻率分量對應的幅值和相位；

(7)按照歸一化均方誤差準則，將步驟(6)中的多個頻率分量和每個頻率分量對應的幅值和相位與步驟(4)中的多個頻率分量和每個頻率分量對應的幅值和相位中的具有相同頻率的頻率分量的幅值和相位進行對比，得到信道測量歸一化均方誤差。

本發(fā)明與現(xiàn)有技術相比，具有以下優(yōu)點：

本發(fā)明由高超音速場景下的信道測量，采用頻域序列相關方法，實現(xiàn)了信道測量帶寬受限條件下的高超音速場景中信道的參數(shù)提取，避免了現(xiàn)有的時域序列相關信道測量方法受信道測量帶寬限制的問題，與現(xiàn)有的時域序列相關信道測量方法相比，有效地提高了信道測量的精度。

附圖說明

圖1為本發(fā)明的實現(xiàn)流程框圖；

圖2為本發(fā)明頻域序列相關信道測量均方誤差與現(xiàn)有的時域信道測量均方誤差之間的對比圖。

具體實施方式

以下結合附圖和具體實施例，對本發(fā)明作進一步詳細說明。

參照圖1，一種基于高超音速場景的頻域序列相關信道測量方法，,包括如下步驟：

步驟1，選擇信道測量序列的類型和長度，得到信道測量頻域復序列，同時選擇信道測量的基帶帶寬和采樣率：

傳統(tǒng)的信道測量序列有m序列、Chirp序列及CAZAC序列等，與m序列和Chirp序列相比，CAZAC序列有以下優(yōu)異性能：任意長度的該序列幅值恒定為1；該序列自模糊函數(shù)和互模糊函數(shù)性能良好，頻偏的改變只影響序列自相關函數(shù)的幅值，不改變相關峰的位置；任意的CAZAC序列經(jīng)過傅里葉變換FFT、逆傅里葉變換IFFT之后得到的序列仍為CAZAC序列，該性質為運用頻域序列相關信道測量方法提供理論基礎；該序列與其經(jīng)過傅里葉變換FFT得到的序列的自模糊函數(shù)和互模糊函數(shù)相同，且對應的兩個序列的頻率變化率為線性的，但兩個序列的頻率變化率呈現(xiàn)相反的變化趨勢。實施例的CAZAC序列為Zadoff-chu序列。

為準確提取信道的多徑分量，基于時域序列相關信道測量方法的測量序列的長度應大于對應場景中信道的最大多徑時延，且為保證序列的自相關性能，其探測序列的長度應小于對應場景中信道的相干時間?；陬l域序列相關信道測量方法的信道測量序列的長度若過短，經(jīng)過逆傅里葉變換IFFT時Sa函數(shù)的引入給信道測量帶來顯著的誤差，因此其長度不宜過小，此外基于頻域序列相關信道測量方法的信道測量序列的自相關性不受時域信道快速變化的影響，在滿足高超音速信道測量硬件要求的同時，其長度可盡量大。實施例的信道測量的長度為100KSamples。

基于時域序列相關信道測量方法為提高信道測量的處理增益，采樣率設定為基帶帶寬的四至五倍，即序列的過采樣率為四或五。基于頻域序列相關信道測量時，序列過采樣不為1時等同于給頻域序列添加矩形窗函數(shù)，矩形窗函數(shù)經(jīng)過傅里葉變換FFT或逆傅里葉變換IFFT引入Sa函數(shù)，Sa函數(shù)的存在給頻域信道測量方法帶來額外的誤差，因此頻域序列相關信道測量方法的信道測量的采樣率等于信道測量的基帶帶寬，即序列過采樣率等于1。鑒于實際信道測量中的基帶帶寬限制，高超音速場景中的基帶帶寬數(shù)值小于60MHz，實施例的信道測量的基帶帶寬為50MHz、40MHz和20MHz，對應的信道測量的采樣率為50MS/s、40MS/s和20MS/s。

步驟2，選擇與信道測量頻域復序列對應的矩形窗函數(shù)，并對該矩形窗函數(shù)與信道測量頻域復序列進行卷積，得到頻域復信號，再對該頻域復信號進行逆傅里葉變換IFFT，得到信道測量時域復序列：

由步驟1可知，CAZAC序列經(jīng)過傅里葉變換FFT之后仍為CAZAC序列，因此選擇與信道測量頻域復序列對應的矩形窗函數(shù)的幅值為1，且矩形窗函數(shù)的長度與信道測量序列的長度相同。對矩形窗函數(shù)和信道測量的頻域CAZAC序列卷積處理之后，對卷積信號也即頻域復信號進行逆傅里葉變換，得到信道測量的時域復序列。實際信道測量時，將時域復序列循環(huán)多次發(fā)射。計算機仿真時，時域測量復序列只需仿真一次即可。

步驟3，選擇高超音速場景下無線信道的多普勒頻偏，并將該多普勒頻偏、步驟1中的信道測量序列的長度和信道測量的采樣率放入Jakes信道模型中，得到包含高超音速信道幅值和相位信息的信道時域復參數(shù)：

蜂窩移動通信系統(tǒng)、高速鐵路(HSR)移動通信系統(tǒng)等當前廣泛使用的通信系統(tǒng)的信道變化較慢，其信道多普勒頻偏為數(shù)十至數(shù)千赫茲，但高超音速場景下信道變化較快，其信道多普勒頻偏為數(shù)萬至數(shù)百萬赫茲，因此選擇的高超音速場景下無線信道的多普勒頻偏為數(shù)十萬赫茲。實施例選用的多普勒頻偏為500KHz。實際高超音速場景中，由于飛行器速度過快，高超音速飛行器測控通信的信道可認定為多徑數(shù)目為一徑的萊斯信道，也就是測控陣列天線時時跟蹤飛行器，設定信道的萊斯因子為10，結合多普勒頻偏、信道測量序列的長度、信道測量的采樣率和萊斯因子運用Jakes信道模型生成一徑的萊斯衰落信道參數(shù)。

步驟4，對包含高超音速信道幅值和相位信息的信道時域復參數(shù)進行傅里葉變換FFT，得到高超音速信道頻域的多個頻率分量和每個頻率分量對應的幅值和相位：

多普勒頻偏較大的時域信道經(jīng)過傅里葉變換FFT之后，可以在頻域得到若干個主要頻率分量，通過該若干個主要頻率分量可以合成多普勒頻偏較大的時域信道。因此步驟3中得到的高超音速場景下的萊斯衰落信道參數(shù)經(jīng)過傅里葉變換FFT之后，可以得到包含若干主要頻率分量的頻域信道參數(shù)，也就是高超音速信道頻域的多個頻率分量和每個頻率分量對應的幅值和相位。該頻域信道參數(shù)的目的在于與本發(fā)明對應的頻域序列相關信道測量方法提取的信道頻域沖激響應進行對比。

步驟5，將步驟2中的信道測量時域復序列與步驟3中的包含高超音速信道幅值和相位信息的信道時域復參數(shù)進行卷積，得到高超音速場景的信道測量時域復數(shù)據(jù)：

無線信道測量系統(tǒng)進行信道測量時，步驟2中的信道測量時域復序列經(jīng)過高超音速場景下的無線信道衰落和噪聲污染之后，系統(tǒng)需要對衰落和噪聲污染之后的信號進行采樣，得到采樣數(shù)據(jù)，也就是信道測量時域復數(shù)據(jù)。

步驟6，對信道測量時域復數(shù)據(jù)進行傅里葉變換FFT，得到信道測量頻域復數(shù)據(jù)，再對該信道測量頻域復數(shù)據(jù)與步驟1中的信道測量頻域復序列進行滑動相關處理，得到信道頻域沖激響應的多個頻率分量和每個頻率分量對應的幅值和相位：

提取信道頻域沖激響應時，對步驟5中的信道測量時域復數(shù)據(jù)經(jīng)過傅里葉變換FFT，得到包含信道信息的信道測量頻域復數(shù)據(jù)，將信道測量頻域復數(shù)據(jù)與步驟1中的信道測量頻域復序列進行滑動相關處理，可以得到如步驟4中所述的若干個頻率主分量，每個頻率分量對應的是信道測量頻域沖激響應，且信道頻域沖激響應對應的頻率分量與步驟4中的高超音速信道頻域的多個頻率分量是一一對應的關系，即二者包含的頻率主分量的頻率值是一一對應的關系，所不同的是二者包含的主頻率分量的能量累積值也就是幅值和相位有所不同。本發(fā)明進行信道測量時得到的測量誤差就是主頻率分量的能量累積值的均方誤差之和。

步驟7，按照歸一化均方誤差準則，將步驟6中的多個頻率分量和每個頻率分量對應的幅值和相位與步驟4中的多個頻率分量和每個頻率分量對應的幅值和相位中的具有相同頻率的頻率分量的幅值和相位進行對比，得到信道測量歸一化均方誤差：

結合步驟4、步驟6中的不同主頻率分量的能量累積值，按照歸一化均方誤差準則，即可得到本發(fā)明頻域序列相關信道測量方法得到的信道測量均方誤差。

以下結合仿真實驗，對本發(fā)明的技術效果作進一步說明。

1仿真條件和內(nèi)容：

運用MATLAB R2011b軟件對本發(fā)明和現(xiàn)有的基于時域序列相關的信道測量方法進行對比仿真，其結果如圖2所示。

2仿真結果分析：

參照圖2，橫軸表示信噪比，單位是dB，縱軸表示歸一化均方誤差，TD表示時域，F(xiàn)D表示頻域，Bw表示信道測量的基帶帶寬，單位為MHz，本實施例的信道多普勒頻偏為500KHz，本發(fā)明的信道測量序列的長度為100KSamples，現(xiàn)有的基于時域序列相關的信道測量方法的測量序列的長度為50KSamples，信道測量的基帶帶寬分別為50MHz、40MHz和20MHz。由圖可知，當多普勒頻偏較大時，現(xiàn)有的基于時域序列相關的信道測量方法的信道測量歸一化均方誤差隨符號信噪比的增加基本不變，本發(fā)明的信道測量歸一化均方誤差遠小于基于時域序列相關信道測量方法的誤差，誤差值大約降低10dB，有效提高信道測量的精度。