頻譜共享方式下時頻重疊OFDM信號信噪比估計方法與流程

本發(fā)明屬于通信技術領域，尤其涉及一種頻譜共享方式下時頻重疊OFDM信號信噪比估計方法。

背景技術：

Underlay頻譜共享技術以主用戶和次用戶共享頻譜資源的方式來提高頻譜利用率，逐漸成為認知無線電研究的熱點。正交頻分復用(Orthogonal Frequency DivisionMultiplexing)技術以其高效的頻譜利用率和抗衰落性能被廣泛應用于認知無線電中。在underlay認知OFDM中，當次用戶不超過主用戶干擾溫度的情況下，可以與主用戶同時共享頻譜資源，則頻帶內(nèi)的信號為時頻重疊的OFDM信號，其中，干擾溫度測量是underlay認知OFDM中的關鍵技術之一。在干擾溫度測量時，需要以非數(shù)據(jù)輔助方式估計出共享頻譜的用戶信號的信噪比參數(shù)，因此，研究underlay認知無線電中時頻重疊OFDM信號的信噪比盲估計有一定的意義和價值。目前，一些學者針對單個OFDM信號的信噪比進行了盲估計方法的研究，如基于最大似然的方法(BAUMGARTNER S,HIRTZ G,BAUMGARTNER A.A modified maximum likelihood method for SNR estimation in OFDM based systems[J].2014:155-158.)，基于自相關函數(shù)(TANG N J,Li B B,Liu M Q.A modified blind OFDM systems parameters estimation method.2010IEEE 12th International Conference on Communication Technology[C].Nan Jing:IEEE,2010:1279-1282.)，基于循環(huán)自相關函數(shù)的方法(SOCHELEAU F X,-EL-BEY A,HOUCKE S.Non data-aided SNR estimation of OFDM signals[J].IEEE Communications Letters,2008,12(11):813-815.)和基于子空間分解的方法(XU X,JING Y,YU X.Subspace-based noise variance and SNR estimation for OFDM systems[mobile radio applications].2005IEEE Wireless Communications andNetworking Conference[C].ErnestN.Morial:IEEE,2005,1:23-26.)等，這些方法僅僅適用于單個OFDM信號，而對于時頻重疊OFDM信號將失效，無法適用于underlay認知無線電中主用戶和多個次用戶共存時的情況。

綜上所述，現(xiàn)有技術存在的問題是：由于主用戶和多個次用戶共存，在時域和頻域上重疊，無法僅從時域、頻域或者空間域直接處理信號進行信噪比估計，因此現(xiàn)有技術無法進行underlay認知無線電中時頻重疊OFDM信號的信噪比估計。

技術實現(xiàn)要素：

針對現(xiàn)有技術存在的問題，本發(fā)明提供了一種頻譜共享方式下時頻重疊OFDM信號信噪比估計方法。

本發(fā)明是這樣實現(xiàn)的，一種頻譜共享方式下時頻重疊OFDM信號信噪比估計方法，所述頻譜共享方式下時頻重疊OFDM信號信噪比估計方法包括：

首先計算接收的時頻重疊OFDM信號的循環(huán)自相關函數(shù)，并分別在分量信號的過采樣率相等和不等時截取時延小于碼片時間的截面；

然后通過提取該截面中離散譜線估計出分量OFDM信號的總功率；

最后通過循環(huán)自相關函數(shù)在時延和循環(huán)頻率均為零時的值估計出所接收信號的總功率，從而估計出時頻重疊OFDM信號的信噪比；

進一步，所述頻譜共享方式下時頻重疊OFDM信號信噪比估計方法包括以下步驟：

步驟一，根據(jù)估計接收的時頻重疊OFDM信號的循環(huán)自相關函數(shù)，其中r(i)是接收時頻重疊信號，L是接收信號的采樣點數(shù)，j是虛數(shù)單位，α是循環(huán)頻率，τ是時延；

步驟二，截取所得時頻重疊OFDM信號的循環(huán)自相關函數(shù)時延為T_s的循環(huán)截面，并利用這些離散譜線所對應的橫坐標的值，估計分量信號的循環(huán)頻率，最后由α＝1/T_c和q＝T_c/T_s可估計各個分量信號的碼片時間和過采樣率，其中T_s為采樣時間，T_c為碼片時間，q為過采樣率；

步驟三，取時延小于碼片時間，循環(huán)頻率等于分兩量信號的循環(huán)頻率處時頻重疊OFDM信號的循環(huán)自相關函數(shù)的值，估計出分量重疊OFDM信號的總功率E；

步驟四，根據(jù)時頻重疊OFDM信號的循環(huán)自相關函數(shù)時延和循環(huán)頻率均為零時的值估計時頻重疊信號的總功率根據(jù)估計出時頻重疊OFDM信號的信噪比。

進一步，所述步驟二中分量信號碼片時間和過采樣率估計方法為：

OFDM信號的循環(huán)自相關函數(shù)為：

其中T_c是OFDM信號碼片時間，T_c＝T_u/N，T_u是其有效符號時間，α是循環(huán)頻率，τ是時延，τ_N＝|τ|-NT_c，m是任意正整數(shù)；時頻重疊OFDM信號的循環(huán)自相關函數(shù)：

當循環(huán)自相關函數(shù)時延滿足|τ|＜min(T_ci)i＝1,2,…,M時，時頻重疊OFDM信號的循環(huán)自相關函數(shù)表示為：

進一步，所述步驟三中分量OFDM信號總功率估計方法為：

當重疊各個分量OFDM信號的過采樣率不等時，分別取時延為循環(huán)頻率為處的值，根據(jù)估計出分量重疊OFDM信號的總功率E；當重疊的各個分量OFDM信號的過采樣率相等時，分別取時延為循環(huán)頻率為1/T_c處值，根據(jù)估計出重疊分量OFDM信號的總功率E。

本發(fā)明的另一目的在于提供一種利用所述頻譜共享方式下時頻重疊OFDM信號信噪比估計方法的underlay認知無線電系統(tǒng)。

本發(fā)明的另一目的在于提供一種利用所述頻譜共享方式下時頻重疊OFDM信號信噪比估計方法的時頻重疊OFDM信號信噪比估計系統(tǒng)。

本發(fā)明的另一目的在于提供一種利用所述頻譜共享方式下時頻重疊OFDM信號信噪比估計方法的分量信號過采樣率和碼片時間估計系統(tǒng)。

本發(fā)明的優(yōu)點及積極效果為：當過采樣率相等的兩個或三個OFDM信號重疊時，在信噪比大于-9dB時，時頻重疊OFDM信號的信噪比估計的均方誤差小于0.1；當過采樣率不相等的兩個或三個OFDM信號重疊時，在信噪比大于-7dB時，時頻重疊OFDM信號的信噪比估計的均方誤差小于0.1，由此可見，本發(fā)明方法隨著信噪比的增大，估計性能越好。本發(fā)明不僅可以估計出時頻重疊OFDM信號的信噪比，還可以估計出分量信號的過采樣率和碼片時間等先驗參數(shù)。

附圖說明

圖1是本發(fā)明實施例提供的頻譜共享方式下時頻重疊OFDM信號信噪比估計方法流程圖。

圖2是本發(fā)明實施例提供的對不同分量個數(shù)的時頻重疊OFDM信號在不同信噪比下的估計性能示意圖。

具體實施方式

為了使本發(fā)明的目的、技術方案及優(yōu)點更加清楚明白，以下結合實施例，對本發(fā)明進行進一步詳細說明。應當理解，此處所描述的具體實施例僅僅用以解釋本發(fā)明，并不用于限定本發(fā)明。

下面結合附圖對本發(fā)明的應用原理作詳細的描述。

如圖1所示，本發(fā)明實施例提供的頻譜共享方式下時頻重疊OFDM信號信噪比估計方法包括以下步驟：

S101：計算出所接收的時頻重疊OFDM信號的循環(huán)自相關函數(shù)，并在分量信號的過采樣率相等和不相等時，分別截取時延小于碼片時間的截面；

S102：通過提取截面中離散譜線估計出時頻重疊OFDM信號的分量信號總功率；

S103：在時延和循環(huán)頻率均為零時，通過時頻重疊OFDM信號的循環(huán)自相關函數(shù)的值估計出所接收信號的總功率，從而估計出時頻重疊OFDM信號的信噪比。

本發(fā)明實施例提供的頻譜共享方式下時頻重疊OFDM信號信噪比估計方法具體包括以下步驟：在underlay頻譜共享方式下，時頻重疊OFDM信號的信噪比估計方法：

步驟一，根據(jù)估計接收的時頻重疊OFDM信號的循環(huán)自相關函數(shù)，其中r(i)是接收時頻重疊信號，L是接收信號的采樣點數(shù)，j是虛數(shù)單位，α是循環(huán)頻率，τ是時延；

接收到的時頻重疊OFDM信號表達式如下：

其中M是信號的總個數(shù)，n(t)是高斯白噪聲，s_i(t)是第i個分量OFDM信號且其表達式如下：

其中，f_i為信號載頻，q(t)是脈寬為T_c的成型脈沖，T_s是總符號周期，N是OFDM有效子載波數(shù)，D是循環(huán)前綴數(shù)，G是OFDM子載波總數(shù)，且G＝N+D。a_k,n是第k個OFDM符號，第n個子載波上的調(diào)制信號，相互獨立并均服從均值為零，方差為

計算采樣到的含噪聲的時頻重疊OFDM信號的循環(huán)自相關函數(shù)的表達式為：

其中，r(i)是接收時頻重疊信號，L是接收信號的采樣點數(shù)，j是虛數(shù)單位，α是循環(huán)頻率，τ是時延；

步驟二，截取所得時頻重疊OFDM信號的循環(huán)自相關函數(shù)時延為T_s的循環(huán)截面，并利用這些離散譜線所對應的橫坐標的值，估計分量信號的循環(huán)頻率，最后由α＝1/T_c和q＝T_c/T_s可估計各個分量信號的碼片時間和過采樣率，其中T_s為采樣時間，T_c為碼片時間，q為過采樣率；

OFDM信號的循環(huán)自相關函數(shù)為：

其中T_c是OFDM信號碼片時間，T_c＝T_u/N，T_u是其有效符號時間，α是循環(huán)頻率，τ是時延，τ_N＝|τ|-NT_c，m是任意正整數(shù)。由循環(huán)自相關函數(shù)的定義，可得時頻重疊OFDM信號的循環(huán)自相關函數(shù)：

當循環(huán)自相關函數(shù)時延滿足時，時頻重疊OFDM信號的循環(huán)自相關函數(shù)表示為：

設已知時頻重疊OFDM信號的分量個數(shù)為M，且各分量信號碼片時間的最大值小于碼片時間的最小值的2倍。截取時延為T_s的循環(huán)自相關函數(shù)的截面，若此截面上的出現(xiàn)不等間隔分布的離散譜線，僅保留此截面正循環(huán)頻率軸對應的前M根離散譜線，并搜索這些離散譜線最大值所對應的橫坐標的值，估計一個分量信號的循環(huán)頻率，然后將此循環(huán)頻率處的值置零，繼續(xù)按照上述方法估計出其他分量信號的循環(huán)頻率；若此截面上的出現(xiàn)等間隔分布的離散譜線，僅保留此截面正循環(huán)頻率軸對應的第1根離散譜線，并搜索這根離散譜線最大值所對應的橫坐標的值，估計出所有分量信號的循環(huán)頻率，最后由α＝1/T_c和q＝T_c/T_s可估計各個分量信號的碼片時間和過采樣率。其中T_s為采樣時間，T_c為碼片時間，M為時頻重疊分量信號總個數(shù)，α為循環(huán)頻率，q為過采樣率；

步驟三，取時延小于碼片時間，循環(huán)頻率等于分兩量信號的循環(huán)頻率處時頻重疊OFDM信號的循環(huán)自相關函數(shù)的值，估計出分量重疊OFDM信號的總功率E；

當重疊各個分量OFDM信號的過采樣率不等時，分別取時延為循環(huán)頻率為處的值，根據(jù)估計出分量重疊OFDM信號的總功率E；當重疊的各個分量OFDM信號的過采樣率相等時，分別取時延為循環(huán)頻率為1/T_c處值，根據(jù)估計出重疊分量OFDM信號的總功率E。

步驟四，根據(jù)時頻重疊OFDM信號的循環(huán)自相關函數(shù)時延和循環(huán)頻率均為零時的值估計時頻重疊信號的總功率根據(jù)估計出時頻重疊OFDM信號的信噪比。

根據(jù)循環(huán)自相關函數(shù)的時延和循環(huán)頻率均為零時的值，估計接收時頻重疊OFDM信號的總功率根據(jù)信噪比的定義，估計時頻重疊OFDM信號的信噪比

下面結合仿真實驗對本發(fā)明的應用效果作詳細的描述。

為了評估方法的性能，OFDM信號的子載波調(diào)制方式為QPSK，子載波個數(shù)為1024，符號長度為1us,其中保護間隔為0.2us，接收端的采樣頻率為100MHz，OFDM的符號個數(shù)為1000，在每個信噪比下進行2000次蒙特卡羅實驗。檢測的評估標準為均方誤差(MSE)。

為了測試本發(fā)明的檢驗統(tǒng)計量的性能，參數(shù)設置如下：分量信號的載頻為50MHz，功率比為1:1，頻譜重疊率是100％，參與運算的數(shù)據(jù)點數(shù)是100000。過采樣率相等時的兩個信號和三個信號分量的過采樣率均是5，過采樣不等時的兩信號分量的過采樣率分別是5和8，過采樣率不等時的三信號的過采樣率分別是4，5和6，仿真結果如圖2所示，當過采樣率相等的兩個或三個OFDM信號重疊時，在信噪比大于-9dB時，時頻重疊OFDM信號的信噪比估計的均方誤差小于0.1；當過采樣率不相等的兩個或三個OFDM信號重疊時，在信噪比大于-7dB時，時頻重疊OFDM信號的信噪比估計的均方誤差小于0.1。由此可見，本發(fā)明方法隨著信噪比的增大，估計性能越好。本發(fā)明不僅可以估計出時頻重疊OFDM信號的信噪比，還可以估計出分量信號的過采樣率和碼片時間等先驗參數(shù)。

以上所述僅為本發(fā)明的較佳實施例而已，并不用以限制本發(fā)明，凡在本發(fā)明的精神和原則之內(nèi)所作的任何修改、等同替換和改進等，均應包含在本發(fā)明的保護范圍之內(nèi)。