一種基于OFDM的高速電力線載波通信裝置及方法與流程
本發明屬于高速電力線載波通信技術領域，具體涉及一種基于OFDM的高速電力線載波通信裝置及方法。
背景技術：
由于串擾和自然干擾的存在，導致低壓電力線載波(PLC)信道呈現嚴重的頻率選擇特性，且多徑現象突出，嚴重影響通信質量。正交頻分復用技術(OFDM)因其較好的抗多徑效應和高的頻譜效率等特點，在數據傳輸過程中得到廣泛應用。因此，在存在頻率選擇性、多徑衰落以及脈沖干擾的電力線環境下，為給智能電網提供高速可靠的物理層通信手段，設計一種基于OFDM的高速電力線載波通信裝置及方法勢在必行。
技術實現要素：
為了解決上述背景技術中存在的問題，本發明的目的在于提供一種基于OFDM的高速電力線載波通信裝置及方法，針對PLC應用環境，采用OFDM調制技術對信號進行處理，提高了PLC通信環境中抗干擾和抗衰減的能力。
為了實現上述目的，本發明采用的技術方案是：
一種基于OFDM的高速電力線載波通信裝置，由電力線耦合裝置1、瞬時過壓保護電路2、發送端的線路驅動3、接收端的濾波器4以及DSP處理器5組成；
所述電力線耦合裝置1包括耦合變壓器12，耦合變壓器12初級的一端連接電力線11，耦合變壓器12初級的另一端連接電容一13；耦合變壓器12次級的一端接地，耦合變壓器12次級的另一端連接瞬時過壓保護電路2的二極管一21的正極；
所述的瞬時過壓保護電路2包括二極管一21，二極管一21的負極連接二極管二22的負極，二極管二22的正極接地；
所述的線路驅動3包括三極管一31，三極管一31的a端連接電容器二32的一端，電容器二32的另一端連接瞬時過壓保護電路2的二極管一21的正極；三極管一31的b端和c端連接DSP處理器5的PMW的出口；
所述的接收端的濾波器4包括三極管三41，三極管三41的a端連接DSP處理器5的ADC的入口，三極管三41的b端接地，三極管三41的c端連接電容器三42的一端，電容器三42的另一端連接瞬時過壓保護電路2的二極管一21的正極；
所述的DSP處理器5的PMW的入口和SP處理器5的ADC的出口連接SP處理器5的OFDM軟件模塊。
所述的OFDM軟件模塊分為發送端處理模塊和接收端處理模塊。
所述發送端處理模塊方法為：
步驟一：幀結構設計；
步驟二：校驗位產生過程
(1)將二進制序列數左移8位，用m(x)表示該序列數，則有m(x)×28；
(2)用g(x)＝x8+x2+x+1除以m(x)×28，得到商Q(x)和余數r(x)；
(3)編出的碼組為T(x)＝m(x)×28+r(x)；
步驟三：編碼；
步驟四：調制。
所述接收端處理模塊方法為：
步驟一：信號檢測與幀同步后，采用粗同步法即用滑動窗法檢測接收信號能量，具體算法如下：接收信號用rn(n∈正整數)表示，設窗長為L，則一個窗長內接收信號的能量可表示為：
把窗口分成相等的兩部分，用后一部分的能量比上前一部分的能量，用公式表示為：
λ(n)＝Bn/An (4)
然后采用精同步即加入采樣誤差估計，根據采樣誤差估計結果調整本地采樣時鐘，實現精確同步；同步的算法是用本地chirp信號和接收信號做相關，并用接收信號的能量來歸一化信號，表示成如下所示：
式中，s表示離散化的chirp信號，N是chirp信號的抽樣點數；
步驟二：解調以后，進行解交織處理，解交織與交織過程互逆，進行與發送端交織相反的處理過程；
步驟三：經過解交織以后，進行Viterbi譯碼處理；
步驟四：進行CRC校驗，在接收端任一組多項式T(x)都應被生成多項式g(x)整除，如果傳輸中未發生錯誤，則接收碼元與發送碼元相同，故接收的碼元必定能被g(x)整除；若碼元在傳輸中發生錯誤，則接收的碼元可能除不盡而有余數，因此我們就以余數是否為零來判斷接收碼元中有無錯誤。可能有錯誤的碼元正好也被g(x)整除，這是CRC校驗無力消除的，但通過選擇多項式g(x)和增加冗余位數，使余數r(x)多項式的位數增多，來降低發生這種錯誤的概率。
與現有技術相比，本發明的有益效果是：很好的解決頻率選擇性，延長符號持續時間，抗多徑效應強，提高頻譜效率，使通信質量明顯提高。
附圖說明
圖1為本發明的組成示意圖。
圖2為本發明發送端的處理流程。
圖3為本發明接收端的處理流程。
圖4為本發明的發送端幀的結構圖。
圖5為本發明的幀頭的結構圖。
圖6為本發明信號檢測與幀同步粗同步滑動窗能量檢測的仿真結果。
圖7為本發明信號檢測與幀同步精同步檢測的仿真結果。
具體實施方式
為了使本發明實施例的目的、技術方案等更加清楚明了，將結合本發明實施例的附圖，對本發明實施例的技術方案進行清楚、完整地描述。
參照圖1所示，一種基于OFDM的高速電力線載波通信裝置，由電力線耦合裝置1、瞬時過壓保護電路2、發送端的線路驅動3、接收端的濾波器4以及DSP處理器5組成；
所述電力線耦合裝置1包括耦合變壓器12，耦合變壓器12初級的一端連接電力線11，耦合變壓器12初級的另一端連接電容一13；耦合變壓器12次級的一端接地，耦合變壓器12次級的另一端連接瞬時過壓保護電路2的二極管一21的正極；
所述的瞬時過壓保護電路2包括二極管一21，二極管一21的負極連接二極管二22的負極，二極管二22的正極接地；
所述的線路驅動3包括三極管一31，三極管一31的a端連接電容器二32的一端，電容器二32的另一端連接瞬時過壓保護電路2的二極管一21的正極；三極管一31的b端和c端連接DSP處理器5的PMW的出口；
所述的接收端的濾波器4包括三極管三41，三極管三41的a端連接DSP處理器5的ADC的入口，三極管三41的b端接地，三極管三41的c端連接電容器三42的一端，電容器三42的另一端連接瞬時過壓保護電路2的的二極管一21的正極；
所述的DSP處理器5的PMW的入口和SP處理器5的ADC的出口連接SP處理器5的OFDM軟件模塊。
參照圖2所示，所述的OFDM軟件模塊分為發送端處理模塊和接收端處理模塊；
所述發送端處理模塊方法為：
步驟一：幀結構設計，參照圖4所示，同步段長度為一個FFT周期，即512個采樣點；參照圖5所示，幀頭為2個OFDM符號周期，包含1024個采樣點；數據段為M個OFDM符號周期，包含M*560個采樣點。
步驟二：校驗位產生過程
(1)將二進制序列數左移8位，用m(x)表示該序列數，則有m(x)×28；
(2)用g(x)＝x8+x2+x+1除以m(x)×28，得到商Q(x)和余數r(x)；
(3)編出的碼組為T(x)＝m(x)×28+r(x)。
步驟三：編碼，采用(2，1，7)卷積碼，它由六個移位寄存器、加法器構成，分兩路輸出。
步驟四：調制，采用DBPSK調制。
參照圖3所示，所述接收端處理模塊方法為：
步驟一：信號檢測與幀同步后，采用粗同步法即用滑動窗法檢測接收信號能量，具體算法如下：接收信號用rn(n∈正整數)表示，設窗長為L，則一個窗長內接收信號的能量可表示為：
把窗口分成相等的兩部分，用后一部分的能量比上前一部分的能量，用公式表示為：
λ(n)＝Bn/An (4)
如圖6所示，當沒有信號到達時，兩部分中的信號都是噪聲，能量相當；當有信號到達前一部分時，Bn值逐漸增大，An值沒有增長，比值逐漸增大；當信號進入后一部分時，兩者的值逐漸趨于相等，比值變小。因此λ值的變化反應出信號到達的大致時刻。仿真一個窗長內接收信號的總能量和兩部分能量比值。
然后采用精同步即加入采樣誤差估計，根據采樣誤差估計結果調整本地采樣時鐘，實現精確同步；同步的算法是用本地chirp信號和接收信號做相關，并用接收信號的能量來歸一化信號，表示成如下所示：
式中，s表示離散化的chirp信號，N是chirp信號的抽樣點數；
精同步檢測的結果如圖7所示，用接收信號的能量來歸一化，是為了使得互相關的結果和接收信號的功率無關，便于設定門限值。
步驟二：解調以后，進行解交織處理，解交織與交織過程互逆，進行與發送端交織相反的處理過程。
步驟三：經過解交織以后，進行Viterbi譯碼處理。
步驟四：進行CRC校驗，在接收端任一組多項式T(x)都應被生成多項式g(x)整除，如果傳輸中未發生錯誤，則接收碼元與發送碼元相同，故接收的碼元必定能被g(x)整除；若碼元在傳輸中發生錯誤，則接收的碼元可能除不盡而有余數，因此我們就以余數是否為零來判斷接收碼元中有無錯誤。可能有錯誤的碼元正好也被g(x)整除，這是CRC校驗無力消除的，但通過選擇多項式g(x)和增加冗余位數，使余數r(x)多項式的位數增多，來降低發生這種錯誤的概率。
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