面向具有對稱性的同步信號的檢測方法、同步方法及終端與流程
本發(fā)明涉及一種面向具有對稱性的同步信號的檢測方法，同時也涉及相應(yīng)的同步方法及其終端，屬于無線通信技術(shù)領(lǐng)域。
背景技術(shù)：
在未來的5g通信系統(tǒng)中，會有各種終端設(shè)備(例如用戶設(shè)備(簡寫為ue)、物聯(lián)網(wǎng)設(shè)備(iot)等)通過無線方式接入網(wǎng)絡(luò)。這就要求這些終端設(shè)備通過檢測基站發(fā)送的同步信號獲得與基站之間的同步。對于要求功耗低且功能簡單的物聯(lián)網(wǎng)設(shè)備(例如傳感器)而言，由于其晶振精度低而導(dǎo)致較大的載波頻率偏移(carrierfrequencyoffset，簡寫為cfo)，為使其快速實現(xiàn)與基站之間的同步，要求同步信號檢測算法對載波頻率偏移不敏感，而且具有優(yōu)良的檢測性能及計算復(fù)雜度低等特點。
在無線通信系統(tǒng)中，基站發(fā)送主同步信號(pss)和輔同步信號(sss)，以進行小區(qū)識別和幀同步?；景l(fā)送主同步信號(pss)和輔同步信號(sss)，以用于小區(qū)識別和幀同步。同步過程分為兩個階段。在第一階段，用戶設(shè)備利用主同步信號(pss)獲取符號同步、載波頻率偏移。在第二階段，用戶設(shè)備利用輔同步信號(sss)來檢測幀的邊界、cp長度等?，F(xiàn)有技術(shù)中，基于匹配濾波的主同步信號檢測與同步方法受載波頻率偏移的影響很大。當(dāng)載波頻率偏移較大時，該方法的檢測性能將變得很差。尤其是針對物聯(lián)網(wǎng)中的用戶設(shè)備，現(xiàn)有的各種主同步信號檢測與同步方法都沒有實現(xiàn)理想的技術(shù)效果。
技術(shù)實現(xiàn)要素：
本發(fā)明所解決的首要技術(shù)問題在于提供一種面向具有對稱性的同步信號的檢測方法。該方法的計算復(fù)雜度低，檢測性能好，對載波頻率偏移不敏感。
本發(fā)明所解決的另一個技術(shù)問題在于提供一種面向具有對稱性的同步信號的同步方法。
本發(fā)明所解決的再一個技術(shù)問題在于提供一種用于檢測具有對稱性的同步信號的終端。
為實現(xiàn)上述發(fā)明目的，本發(fā)明采用下述的技術(shù)方案：
一種面向具有對稱性的同步信號的檢測方法，包括以下步驟：
獲取所述同步信號的接收信號用于同步檢測，其中，所述接收信號包括長度為n的第一部分接收信號和長度為ncp的第二部分接收信號，而且所述第一部分接收信號關(guān)于第一中心點對稱，所述第二部分接收信號關(guān)于第二中心點對稱；
然后，對所述接收信號進行自相關(guān)計算，所述自相關(guān)計算至少包括以所述第一中心點或者所述第二中心點為中心的自相關(guān)計算。
其中，所述接收信號包括長度為n的第一部分接收信號和長度為ncp的第二部分接收信號，而且所述第一部分接收信號關(guān)于第一中心點對稱，所述第二部分接收信號關(guān)于第二中心點對稱。
其中較優(yōu)地，所述自相關(guān)計算包括一次自相關(guān)計算和二次相關(guān)計算。
其中較優(yōu)地，所述一次自相關(guān)計算是，對所述第一部分接收信號以所述第一中心點為中心進行所述自相關(guān)計算，得到第一部分一次自相關(guān)函數(shù)，并且對所述第二部分接收信號以所述第二中心點為中心進行所述自相關(guān)計算，得到第二部分一次相關(guān)函數(shù)。
其中較優(yōu)地，所述二次相關(guān)計算是，對所述第一部分一次自相關(guān)函數(shù)進行二次相關(guān)計算，得到第一部分二次自相關(guān)函數(shù)；并且對所述第二部分一次自相關(guān)函數(shù)與所述第一部分一次自相關(guān)函數(shù)進行二次相關(guān)計算，得到第二部分二次相關(guān)函數(shù)。
其中較優(yōu)地，對所述第二部分一次自相關(guān)函數(shù)進行二次相關(guān)計算，是將所述第二部分一次自相關(guān)函數(shù)與與所述第一部分一次自相關(guān)函數(shù)作相關(guān)計算。
其中較優(yōu)地，對所述第一部分一次自相關(guān)函數(shù)進行二次相關(guān)計算，是基于所述第一部分一次自相關(guān)函數(shù)的對稱中心，將所述第一部分一次自相關(guān)函數(shù)進行自相關(guān)計算。
其中較優(yōu)地，還包括以下步驟：將所述第一部分接收信號的所述自相關(guān)計算的結(jié)果，加上所述第二部分接收信號的所述自相關(guān)計算的結(jié)果。
其中較優(yōu)地，包括以下步驟：將所述第一部分二次自相關(guān)值與所述第二部分二次相關(guān)值相加。
一種面向具有對稱性的同步信號的同步方法，包括以下步驟：
獲取所述同步信號的接收信號用于同步檢測，
然后，對所述接收信號進行自相關(guān)計算，得到檢測值，
再利用所述檢測值對所述接收信號進行補償，
其中，所述接收信號包括長度為n的第一部分接收信號和長度為ncp的第二部分接收信號，而且所述第一部分接收信號關(guān)于第一中心點對稱，所述第二部分接收信號關(guān)于第二中心點對稱。
一種用于檢測具有對稱性的同步信號的終端，包括信號處理單元，
所述信號處理單元獲取所述同步信號的接收信號用于同步檢測，
然后，對所述接收信號進行自相關(guān)計算，得到檢測值，
其中，所述接收信號包括長度為n的第一部分接收信號和長度為ncp的第二部分接收信號，而且所述第一部分接收信號關(guān)于第一中心點對稱，所述第二部分接收信號關(guān)于第二中心點對稱。
與現(xiàn)有技術(shù)相比較，本發(fā)明具有如下優(yōu)勢：
(1)本發(fā)明不受載波頻率偏移的影響，有效地提高了檢測信噪比，從而提高了低信噪比情況下的pss檢測與同步性能。
(2)本發(fā)明利用了更多的對稱信息來計算用于pss檢測的檢測統(tǒng)計量，從而有效地提高了pss的檢測性能，故在低信噪比條件下具有更好的檢測性能。
(3)本發(fā)明具有較低的計算復(fù)雜度，使之易于實現(xiàn)，適用于物聯(lián)網(wǎng)等環(huán)境。
附圖說明
圖1為包含循環(huán)前綴在內(nèi)的pss時域發(fā)送信號雙對稱性的示意圖；
圖2為時域pss接收信號關(guān)于n/2的對特性示意圖；
圖3為本發(fā)明所提供的同步信號檢測及同步方法的流程框圖；
圖4為awgn信道下ε＝0.1δf時各種方法的統(tǒng)計檢測量(snr＝10db)仿真圖；
圖5為awgn信道下ε＝1.8δf時各種方法的統(tǒng)計檢測量(snr＝10db)仿真圖；
圖6為awgn信道下ε＝1.8δf時各種方法的統(tǒng)計檢測量(snr＝7db)仿真圖；
圖7為awgn信道下循環(huán)前綴長度ncp＝40時各種方法的統(tǒng)計檢測量(snr＝10db)仿真圖；
圖8為awgn信道下循環(huán)前綴長度ncp＝80時各種方法的統(tǒng)計檢測量(snr＝10db)仿真圖；
圖9為awgn信道下循環(huán)前綴長度ncp＝120時各種方法的統(tǒng)計檢測量(snr＝10db)仿真圖；
圖10為多徑信道下ε＝0.1δf時各種方法的統(tǒng)計檢測量(snr＝10db)仿真圖；
圖11為多徑信道下ε＝1.8δf時各種方法的統(tǒng)計檢測量(snr＝10db)仿真圖；
圖12為多徑信道下ε＝1.8δf時各種方法的統(tǒng)計檢測量(snr＝7db)仿真圖；
圖13為多徑信道下循環(huán)前綴長度ncp＝40時各種方法的統(tǒng)計檢測量(snr＝10db)仿真圖；
圖14為多徑信道下循環(huán)前綴長度ncp＝80時各種方法的統(tǒng)計檢測量(snr＝10db)仿真圖；
圖15為多徑信道下循環(huán)前綴長度ncp＝120時各種方法的統(tǒng)計檢測量(snr＝10db)仿真圖。
具體實施方式
下面結(jié)合附圖和具體實施例對本發(fā)明的技術(shù)內(nèi)容進行詳細具體的說明。
圖1為主同步信號(pss)的時域發(fā)送信號。如圖1所示，發(fā)送端的主同步信號序列在時域上存在序列對稱性和循環(huán)前綴(cp)的對稱特性(簡稱：雙對稱性)相結(jié)合，提出一種基于兩次滑動相關(guān)運算的主同步信號序列同步檢測方法。可以理解，本發(fā)明不限于主同步信號的同步檢測，只要同步信號在時域上具有雙對稱性，就可以用本發(fā)明的兩次相關(guān)同步檢測方法。類似的，如果同步信號具有頻域上的雙對稱性，也可以參考本發(fā)明進行頻域上的同步檢測。
該方法主要包括如下3個步驟。步驟1：用戶終端利用滑動自相關(guān)技術(shù)，針對各滑動值，根據(jù)主同步信號序列的時域?qū)ΨQ性并結(jié)合循環(huán)前綴的特性，計算各對稱信號項的自相關(guān)值；步驟2：首先，計算自相關(guān)值間的自相關(guān)后求和，得到用于pss檢測的統(tǒng)計檢測量；步驟3：根據(jù)pss檢測統(tǒng)計量的峰值得到時間偏移量的估計值和載波頻率偏移估計值，從而獲得了符號同步，完成同步檢測。之后，用戶終端可以利用步驟3中獲得的時間偏移量的估計值和載波頻率偏移估計值，對接收信號進行時間同步和載波頻率偏移補償。最后，通過計算載波頻率偏移補償后的接收信號與發(fā)送主同步信號之間的互相關(guān)，以確定基站所發(fā)送主同步信號序列的序號。
理論分析和仿真結(jié)果表明，相比現(xiàn)有主同步信號檢測與同步方法，本發(fā)明所提出的主同步信號檢測與同步方法不受載波頻率偏移的影響，且在低信噪比時同樣具有優(yōu)良的主同步信號檢測與同步性能。此外，本發(fā)明的同步檢測方法具有較低的計算復(fù)雜度，易于實現(xiàn)?？梢姡景l(fā)明不僅適用于手機這樣的普通的移動通信終端，而且適用于要求功耗低且功能簡單(晶振精度差而導(dǎo)致較大的載波頻率偏移)的物聯(lián)網(wǎng)設(shè)備(例如傳感器)。
眾所周知，含循環(huán)前綴的主同步信號時域接收基帶信號r(n)可表示為：
其中，su(n)為基站端發(fā)送的主同步信號(pss)，在lte系統(tǒng)中為zadoff-chu(zc)序列，下標u為根序列的序號。此外，h(k)為具有m個多徑的信道響應(yīng)函數(shù)，m為多徑信道的時延長度，θ表示需要估計的時間偏移量，ε為接收信號中的歸一化載波頻率偏移，z(n)為加性噪聲。但是，主同步信號r(n)中的時間偏移量θ和載波頻率偏移ε是未知的，需要進行估計。估計時間偏移量θ之前，需要檢測同步信號。本發(fā)明將主同步信號的時域?qū)ΨQ性和循環(huán)前綴的對稱特性相結(jié)合，提出基于兩次滑動自相關(guān)的方法來進行主同步信號檢測，稱為cp增強型自相關(guān)-自相關(guān)pss檢測方法。
為便于分析，假設(shè)信道為awgn信號。假設(shè)ofdm符號的長度為n，循環(huán)前綴cp的長度為ncp，包含循環(huán)前綴cp的pss接收信號形式如下式(28)所示。
假設(shè)pss的時間同步點為m，那么式(28)可表達為：
結(jié)合上式及圖2，包含循環(huán)前綴cp的pss接收序列，其總長為n+ncp。pss接收序列包括兩部分：第一部分接收信號是長度為n的序列，表示為r(m)，r(m+1)，r(m+2)，…，r(m+n/2-1)與r(m+n/2+1)，…，r(m+n-2)，r(m+n-1)；第二部分接收信號是對應(yīng)于循環(huán)前綴(cp)部分的長度為ncp的序列，表示為r(m-ncp)，…，r(m-1)。在ofdm系統(tǒng)中，cp是將ofdm符號末端的ncp項復(fù)制到最前面而形成的。
第一部分接收信號，即r(m)，r(m+1)，…，r(m+n/2)，…，r(m+n-1)常規(guī)的時域上接收到的pss接收信號部分，除去第1點和n/2點外，pss接收信號在時域具有關(guān)于第n/2項(即r(m+n/2))具有對稱性。也就是說，r(m)，r(m+1)，r(m+2)，…，r(m+n/2-1)與r(m+n/2+1)，…，r(m+n-2)，r(m+n-1)是關(guān)于r(m+n/2)逐點對稱的。
包含循環(huán)前綴的pss接收信號中的第二部分接收信號，即循環(huán)前綴接收信號部分，為r(m-ncp)，…，r(m-1)。而且，r(m-ncp)，…，r(m-1)與r(m+1)，…，r(m+ncp)是關(guān)于r(m)逐點對稱的。
本發(fā)明所提供的cp增強型自相關(guān)-相關(guān)pss檢測方法包括以下步驟1和步驟2。進一步，利用檢測到的主同步信號進行同步，包括以下步驟3到步驟5。
步驟1：計算基于兩次滑動相關(guān)的主同步信號pss的統(tǒng)計檢測量
假設(shè)同步位置為m，接收信號為r(m-ncp)，…，r(m-1)，r(m)，r(m+1)，…，r(m+n-1)。計算主同步信號pss統(tǒng)計檢測量p(m,θ)的具體步驟如下：
(1)首先，計算各時域?qū)ΨQ項的第一次自相關(guān)函數(shù)(第一部分一次自相關(guān)函數(shù)qpss(m,θ,j))：
qpss(m,θ,j)＝r*(m+j)·r(m-j+n)，j＝1,2,…,n/2-1(30)
具體而言，當(dāng)滑動相關(guān)量m等于時間偏移量θ，即m＝θ時，第一部分接收信號r(m)，r(m+1)，r(m+2)，…r(m+n/2-1)與r(m+n/2+1)，…r(m+n-2)，r(m+n-1)是關(guān)于r(m+n/2)(第一對稱中心)逐點對稱的，所以，可以按照如下公式計算各對稱點的時域?qū)ΨQ項的自相關(guān)函數(shù)，得到第一部分一次自相關(guān)函數(shù)：
…
(2)然后，計算各循環(huán)前綴(cp)對稱項的第一次自相關(guān)函數(shù)(第二部分一次自相關(guān)函數(shù)qcp(m,θ,i))：
qcp(m,θ,i)＝r*(m-i)·r(m+i)，i＝1,2,…,ncp
具體而言，當(dāng)滑動相關(guān)量m等于時間偏移量θ，即m＝θ時，第二部分接收信號是關(guān)于第二對稱中心對稱的，即，r(m-ncp)，…，r(m-1)與r(m+1)，…，r(m+ncp)是關(guān)于r(m)(第二對稱中心)逐點對稱的。因此，可按下式計算各對稱點的自相關(guān)函數(shù)：
…
(3)對第一部分一次自相關(guān)函數(shù)以及第二部分一次自相關(guān)函數(shù)進行二次相關(guān)，分別得到第一部分二次自相關(guān)函數(shù)以及第二部分二次相關(guān)函數(shù)。
由上可知，以上各式中的指數(shù)項都包含了歸一化頻偏ε和pss數(shù)據(jù)的長度n，因此需要進一步消除指數(shù)項中的n。而且，當(dāng)滑動相關(guān)量m等于時間偏移量θ，即m＝θ時，第一部分一次自相關(guān)函數(shù)qpss(m,θ,j)關(guān)于第n/4項(對稱中心)是逐點對稱的。
為此，當(dāng)滑動相關(guān)量m等于時間偏移量θ，即m＝θ時，對上述具有n/2-1項的第一部分一次自相關(guān)函數(shù)再進行自相關(guān)運算，得到第一部分二次自相關(guān)函數(shù)，具體如下：
…
對上述具有ncp項的第二部分一次自相關(guān)函數(shù)與第一部分一次自相關(guān)函數(shù)再進行相關(guān)運算，得到如下第二部分二次相關(guān)函數(shù)，具體如下：
如式(43)所示，循環(huán)前綴部分的接收信號的二次相關(guān)函數(shù)
(4)最后，基于二次相關(guān)函數(shù)，計算pss接收信號的統(tǒng)計檢測量p(m,θ)。
如下式(44)，將第一部分二次自相關(guān)函數(shù)加上第二部分二次相關(guān)函數(shù)，得到pss接收信號的統(tǒng)計檢測量p(m,θ)。
步驟2：pss檢測
當(dāng)滑動量m等于時間偏移值θ時，式(44)中|p(m,θ)|的模值達到最大。|p(m,θ)|的最大值可估計如下：
因此，當(dāng)檢測到|p(m,θ)|的一個峰值，并且該峰值
之后，可以進入步驟3，利用本發(fā)明的同步信號檢測方法檢測到的主同步信號，進行時偏與載波頻率偏移估計及補償。
可以理解，利用本發(fā)明的同步信號檢測方法，檢測到主同步信號之后中，也可以使用不同于步驟3～步驟5的其他的時偏與載波頻率偏移估計及補償方法。
步驟3：時偏與載波頻率偏移估計
時間偏移值估計為|p(m,θ)|最大時的m值，具體如下：
式中，
步驟4：pss的時間同步與載波頻率偏移補償
利用步驟2中的時間偏移值估計量
步驟5：確定主同步信號序列的序號
通過計算經(jīng)過時間同步與載波頻率偏移補償后式(48)中
最后，分析一下本發(fā)明的計算復(fù)雜度。對于各m值，計算一次自相關(guān)函數(shù)項需要(n/2-1+ncp)次復(fù)數(shù)乘法(cm)，計算二次自相關(guān)函數(shù)需要n/4-1+ncp次復(fù)數(shù)乘法(cm)和n/4+ncp-3次復(fù)數(shù)加法(ca)。所以，本發(fā)明所提供的算法總的復(fù)雜度為n(3n/4+2ncp-2)次復(fù)數(shù)乘法(cm)和n(n/4+ncp-3)次復(fù)數(shù)加法(ca)?？梢?，本發(fā)明中的新型主同步信號序列發(fā)送方法，及相應(yīng)的時間同步方法和載波頻率偏移估計方法，能極大地提高pss同步信號的檢測性能和載波頻率偏移估計性能。而且，該方法的計算復(fù)雜度較低，且易于實現(xiàn)。
最后，比較一下本發(fā)明的檢測方法與現(xiàn)有方法的效果。此外，相比于前述現(xiàn)有自相關(guān)－自相關(guān)pss檢測與同步算法，此外，本發(fā)明具有較低的計算復(fù)雜度，且易于實現(xiàn)。所以，本發(fā)明特別適用于價格低廉和功能簡單的物聯(lián)網(wǎng)設(shè)備(如晶振精度差的傳感器)。
綜上所述，相比現(xiàn)有方法，本發(fā)明具有如下優(yōu)勢：
(1)相比于基于匹配濾波的pss檢測與同步方法，本發(fā)明不受載波頻率偏移的影響，有效地提高了檢測信噪比，從而提高了低信噪比情況下的pss檢測與同步性能。
具體而言，基于匹配濾波的pss檢測與同步方法受載波頻率偏移ε的影響很大。而且，當(dāng)載波頻率偏移ε較大時，基于匹配濾波pss檢測與同步方法的檢測性能將變得很差。相比之下，本發(fā)明所提出的方法由于采用滑動自相關(guān)技術(shù)來進行主同步信號的檢測與同步，故其檢測性能不受載波頻率偏移ε的影響。而且，本發(fā)明對接收信號進行同步與載波頻率偏移補償之后才確定所發(fā)送主同步信號序列的序號，由此可知在確定pss的序號時不受載波頻率偏移ε的影響。
(2)相比于現(xiàn)有的兩種自相關(guān)方法，本發(fā)明利用了更多的對稱信息來計算用于pss檢測的檢測統(tǒng)計量，從而有效地提高了pss的檢測性能，故在低信噪比條件下具有更好的檢測性能。
(3)此外，本發(fā)明具有較低的計算復(fù)雜度，使之易于實現(xiàn)，適用于物聯(lián)網(wǎng)等環(huán)境。
下面的表1匯總了本發(fā)明與現(xiàn)有方法的性能比較。
表1：本發(fā)明與現(xiàn)有方法的比較
另外，根據(jù)仿真結(jié)果可以看出，本發(fā)明具有如下優(yōu)勢：
(1)在載波頻率偏移對檢測性能的影響方面，基于匹配濾波(mf)的pss檢測與同步方法對載波頻率偏移很敏感，當(dāng)載波頻率偏移變大時將無法定時。本發(fā)明所提供的技術(shù)方案則通過基于滑動自相關(guān)技術(shù)消除了載波頻率偏移對檢測性能的影響，因此對載波頻率偏移不敏感。
(2)在低信噪比時的檢測性能方面，本發(fā)明所提供的技術(shù)方案的檢測性能優(yōu)于現(xiàn)有的基于自相關(guān)-自相關(guān)的pss檢測方法和基于互相關(guān)-自相關(guān)的pss檢測方法。而且，之前的理論分析表明本發(fā)明所提供的技術(shù)方案的計算復(fù)雜度只有基于互相關(guān)-自相關(guān)的pss檢測方法的1/6，略微高于基于自相關(guān)-自相關(guān)的pss檢測方法的計算復(fù)雜度。
在循環(huán)前綴對檢測性能的影響方面，本發(fā)明所提供的技術(shù)方案在基于互相關(guān)-自相關(guān)的pss檢測方法的基礎(chǔ)上，進一步利用了循環(huán)前綴的信息來計算檢測統(tǒng)計量，因而其性能優(yōu)于基于互相關(guān)-自相關(guān)的pss檢測方法。而且，隨著cp長度的增加，本發(fā)明所提供的技術(shù)方案的檢測性能將變好。
下面通過仿真來驗證本發(fā)明cp增強型pss檢測方法的性能，并與現(xiàn)有方法進行比較。仿真中，采用lte系統(tǒng)中根序列μ＝25的主同步信號序列(占用頻帶中心的62個子載波)，ifft的長度為n＝512。此外，假設(shè)時域樣本點長度為l＝512，且主同步信號的時域起始點的位置為θ＝257。下面先給出awgn信道下的仿真結(jié)果，然后給出典型多徑信道(如pesestrianchannelb，6徑)下的仿真結(jié)果。
a.awgn信道下的仿真結(jié)果
(a)載波頻率偏移ε對pss檢測與同步性能的影響
在本小節(jié)中，將驗證載波頻率偏移對本發(fā)明的pss檢測與同步性能的影響。仿真中，snr＝10db，ofdm符號的子載波個數(shù)n＝512，循環(huán)前綴的長度ncp＝64，pss根序列序號u＝25，δf＝15khz為子載波間隔。圖4中給出了ε＝0.1δf時各種方法的統(tǒng)計檢測量，圖5中則給出了ε＝1.8δf時各種方法的統(tǒng)計檢測量。由圖4和圖5可知，當(dāng)載波頻率偏移ε＝0.1δf時，基于匹配濾波(mf)的pss檢測與同步方案能給出很好的檢測與同步性能，但當(dāng)ε＝0.8δf時其時間同步位置遠離真實的同步位置，故即使snr很高時也無法完成同步?？梢?，基于匹配濾波(mf)的pss檢測與同步方案對載波頻率偏移很敏感。
不同于匹配濾波(mf)檢測方案，其他3種pss檢測與同步方法(包括本發(fā)明的方法)在載波頻率偏移大或小時都能進行檢測與同步，即其檢測性能不受載波頻率偏移的影響。但是，基于自相關(guān)-自相關(guān)的pss檢測與同步方案的主峰值與次峰值的差別很不明顯。相比其他2種現(xiàn)有方案，無論載波頻率偏移大或小，本發(fā)明的主峰比次峰的區(qū)別更加明顯，故具有更好的pss檢測與同步性能。因此，本發(fā)明優(yōu)于現(xiàn)有的基于自相關(guān)-自相關(guān)的pss檢測方案和基于互相關(guān)-自相關(guān)的pss檢測方案。
(b)信噪比(snr)對pss檢測與同步性能的影響
在本小節(jié)中，將驗證本發(fā)明在不同信噪比(snr)下的pss檢測與同步性能。仿真中，循環(huán)前綴的長度ncp＝64，pss根序列序號u＝25，δf＝15khz為子載波間隔，載波頻率偏移ε＝1.8δf。圖6給出了snr＝3db時各種方法的統(tǒng)計檢測量。由圖6可知，當(dāng)snr＝3db時，基于匹配濾波(mf)的pss檢測與同步方案在ε＝0.8δf時，其時間同步位置遠離真實的同步位置，故無法完成同步?？梢?，基于匹配濾波(mf)的pss檢測與同步方案對頻偏很敏感。
不同于匹配濾波(mf)檢測方案，其他3種pss檢測與同步方法(包括本發(fā)明)對載波頻率偏移不敏感。但是，由圖5和圖6可知，當(dāng)信噪比降低時，基于自相關(guān)-自相關(guān)的pss檢測方案的性能將變差，幾個峰值將變得差不多，因而變得無法確定時間同步位置。相比基于互相關(guān)-自相關(guān)的pss檢測方案，本發(fā)明所提供的技術(shù)方案的主峰值與次峰值的區(qū)別更加明顯，因而檢測性能將更好?？梢姡景l(fā)明的pss檢測與同步方案具有更好的檢測性能。
(c)循環(huán)前綴cp長度對pss檢測與同步性能的影響
在本小節(jié)中，將驗證本發(fā)明在不同cp長度時的檢測與同步性能。仿真中，snr＝10db，，ofdm符號的子載波個數(shù)n＝512，pss根序列序號u＝25，子載波間隔δf＝15khz，載波頻率偏移ε＝2.8δf。圖7給出了循環(huán)前綴長度ncp＝40時各種方法的統(tǒng)計檢測量，圖8給出了循環(huán)前綴長度ncp＝80時各種方法的統(tǒng)計檢測量，圖9則給出了ncp＝120時各種方法的統(tǒng)計檢測量。
由圖7和圖8可知，基于匹配濾波(mf)的pss檢測與同步方案在ε＝0.8δf時，無論cp長度如何變化，其時間同步位置遠離真實的同步位置，故無法完成同步?？梢?，基于匹配濾波(mf)的pss檢測與同步方案對頻偏很敏感。
相比基于自相關(guān)-自相關(guān)的pss檢測方案和基于互相關(guān)-自相關(guān)的pss檢測方案，本發(fā)明所提供的技術(shù)方案的主峰值與次峰值的區(qū)別更加明顯，因而其檢測性能將更好。而且，當(dāng)cp長度增加時，在相同信噪比條件下本發(fā)明的主峰值變得更加明顯。因此，當(dāng)cp長度增加時，本發(fā)明所提供的技術(shù)方案的pss檢測性能將變好。
b.多徑信道(如pedestrianchannelb，6徑)下的仿真結(jié)果
(a)載波頻率偏移ε對pss檢測與同步性能的影響
在本小節(jié)中，將驗證載波頻率偏移對本發(fā)明的pss檢測與同步性能的影響。仿真中，snr＝10db，ofdm符號的子載波個數(shù)n＝512，循環(huán)前綴的長度ncp＝64，pss根序列序號u＝25，δf＝15khz為子載波間隔。圖10中給出了ε＝0.1δf時各種方法的統(tǒng)計檢測量，圖11中則給出了ε＝0.8δf時各種方法的統(tǒng)計檢測量。由圖10和圖11可知，當(dāng)載波頻率偏移ε＝0.1δf時，基于匹配濾波(mf)的pss檢測與同步方案能給出很好的檢測與同步性能，但當(dāng)ε＝0.8δf時其時間同步位置遠離真實的同步位置，故即使snr很高時也無法完成同步?？梢姡谄ヅ錇V波(mf)的pss檢測與同步方案對載波頻率偏移很敏感。
不同于匹配濾波(mf)檢測方案，其他3種pss檢測與同步方法(包括本發(fā)明)在載波頻率偏移大或小時都能進行檢測與同步，即其檢測性能不受載波頻率偏移的影響。但是，基于自相關(guān)-自相關(guān)的pss檢測與同步方案的主峰值與次峰值的差別很不明顯。相比其他2種現(xiàn)有方案，無論載波頻率偏移大或小，本發(fā)明的主峰比次峰的區(qū)別更加明顯，故具有更好的pss檢測與同步性能。因此，本發(fā)明優(yōu)于現(xiàn)有的基于自相關(guān)-自相關(guān)的pss檢測方案和基于互相關(guān)-自相關(guān)的pss檢測方案。
(b)信噪比(snr)對pss檢測與同步性能的影響
在本小節(jié)中，將驗證本發(fā)明在不同信噪比(snr)下的pss檢測與同步性能。仿真中，循環(huán)前綴的長度ncp＝64，pss根序列序號u＝25，δf＝15khz為子載波間隔，載波頻率偏移ε＝1.8δf。圖12給出了snr＝7db時各種方法的統(tǒng)計檢測量。由圖12可知，當(dāng)snr＝7db時，基于匹配濾波(mf)的pss檢測與同步方案在ε＝1.8δf時，其時間同步位置遠離真實的同步位置，故無法完成同步?？梢?，基于匹配濾波(mf)的pss檢測與同步方案對頻偏很敏感。
不同于匹配濾波(mf)檢測方案，其他3種pss檢測與同步方法(包括本發(fā)明)對載波頻率偏移不敏感。但是，由圖11和圖12可知，當(dāng)信噪比降低時，基于自相關(guān)-自相關(guān)的pss檢測方案的性能將變差，幾個峰值將變得差不多，因而變得無法確定時間同步位置。相比基于互相關(guān)-自相關(guān)的pss檢測方案，本發(fā)明所提供的技術(shù)方案的主峰值與次峰值的區(qū)別更加明顯，因而檢測性能將更好。可見，本發(fā)明具有更好的檢測性能。
(c)循環(huán)前綴cp長度對pss檢測與同步性能的影響
在本小節(jié)中，將驗證本發(fā)明在不同cp長度時的檢測與同步性能。仿真中，snr＝10db，，ofdm符號的子載波個數(shù)n＝512，pss根序列序號u＝25，子載波間隔δf＝15khz，載波頻率偏移ε＝2.8δf。圖13給出了循環(huán)前綴長度ncp＝40時各種方法的統(tǒng)計檢測量，圖14給出了循環(huán)前綴長度ncp＝80時各種方法的統(tǒng)計檢測量，圖15則給出了循環(huán)前綴長度ncp＝120時各種方法的統(tǒng)計檢測量.
由圖13、圖14和圖15可知，基于匹配濾波(mf)的pss檢測與同步方案在ε＝0.8δf時，無論cp長度如何變化，其時間同步位置遠離真實的同步位置，故無法完成同步。可見，基于匹配濾波(mf)的pss檢測與同步方案對頻偏很敏感。
相比基于自相關(guān)-自相關(guān)的pss檢測方案和基于互相關(guān)-自相關(guān)的pss檢測方案，本發(fā)明所提供的技術(shù)方案的主峰值與次峰值的區(qū)別更加明顯，因而其檢測性能將更好。而且，當(dāng)cp長度增加時，在相同信噪比條件下本發(fā)明的主峰值變得更加明顯。因此，當(dāng)cp長度增加時，本發(fā)明所提供的技術(shù)方案的pss檢測性能將變好。
本發(fā)明還提供一種終端，能夠使用前述針對面向具有對稱性的同步信號的檢測方法。該終端可以是手機這樣具有較強信號處理能力的終端，也可以傳感器等信號處理能力不強的終端。所述終端具有信號處理單元，用于檢測同步信號。
該終端的信號處理單元獲取pss同步信號的接收信號用于同步檢測，所述接收信號包括長度為n的第一部分接收信號和長度為ncp的第二部分接收信號；并且，第一部分接收信號關(guān)于第一中心點對稱，所述第二部分接收信號關(guān)于第二中心點對稱。
然后，信號處理單元對所述接收信號進行自相關(guān)計算。具體而言，對第一部分接收信號進行所述自相關(guān)計算，得到第一部分一次自相關(guān)函數(shù)，并且對第二部分接收信號進行所述自相關(guān)計算，得到第二部分一次相關(guān)函數(shù)；接著，對第一部分一次自相關(guān)函數(shù)進行二次相關(guān)計算，得到第一部分二次自相關(guān)函數(shù)；并且對第二部分一次自相關(guān)函數(shù)進行二次相關(guān)計算，即將第二部分一次自相關(guān)函數(shù)與第一部分一次自相關(guān)函數(shù)作相關(guān)計算，得到第二部分二次相關(guān)函數(shù)。最后將所述第一部分二次自相關(guān)函數(shù)與所述第二部分二次相關(guān)函數(shù)相加得到檢測值。信號處理單元利用所述檢測值對接收信號進行時間偏移和載波頻偏的補償，之后確定主同步信號序列的序號。
上面對本發(fā)明所提供的面向具有對稱性的同步信號的檢測方法、同步方法及終端進行了詳細的說明。對本領(lǐng)域的一般技術(shù)人員而言，在不背離本發(fā)明實質(zhì)精神的前提下對它所做的任何顯而易見的改動，都將構(gòu)成對本發(fā)明專利權(quán)的侵犯，將承擔(dān)相應(yīng)的法律責(zé)任。
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