前導符號的接收裝置的制作方法
技術領域
本發明屬于廣播通信領域，具體涉及一種前導符號的接收裝置。
背景技術：
目前，OFDM系統中實現發送端和接收端時間同步的方法基本是基于前導符號來實現的。前導符號是OFDM系統的發送端和接收端都已知的符號序列，前導符號標志了物理幀的開始(命名為P1符號)，在每個物理幀內只出現一個P1符號或連續出現多個P1符號，P1符號的用途包括有：
1)使接收端快速地檢測以確定信道中傳輸的是否為期望接收的信號；
2)提供基本傳輸參數(例如FFT點數、幀類型信息等)，使接收端可進行后續接收處理；
3)檢測出初始載波頻偏和定時誤差，用以補償后達到頻率和定時同步；
4)緊急警報或廣播系統喚醒。
通常前導符號在發送端中的發送方法，出于提高系統傳輸效率的目的，存在這樣技術考慮，基于不同的序列生成式產生不同序列或基于同一序列生成式再進行時域中循環移位或頻域中調制頻偏來生成時域主體信號再進一步處理生成得到時域符號，將具有此結構的時域符號來用以傳輸信令，應對于此，在接收端一側，初步判讀定位存在期望接收的時域符號后，對前后符號頻域直接差分來解析信令，然而接收端中這樣解析做法卻存在以下弊端：多徑信道和低信噪比下所具有魯棒性不高；在信道估計不太準確或者各種原因出現干擾徑時較易出現誤判。
技術實現要素：
本發明解決的問題是，已有技術中前導符號的接收方法及裝置，在有效子載波進行時域中循環移位或頻域中調制頻偏來生成時域符號以傳輸信令的發送前提下，在初步判讀定位期望接收的時域符號后利用對前后符號頻域直接差分來解析信令，導致多徑信道和低信噪比下所具有魯棒性不高；在信道估計不太準確或者各種原因出現干擾徑時較易出現誤判這樣的問題。
為解決上述問題，本發明實施例提供了一種前導符號的接收方法，適用于發送端滿足預定發送規則時，其特征在于，包括如下步驟：對處理得到的基帶信號判斷是否存在前導符號；確定前導符號在物理幀中位置并解析出該前導符號攜帶的信令信息，其中，在該進行確定和解析的步驟中，包含：將每個時域符號的時域主體信號進行傅里葉變換后提取出有效子載波；將每個有效子載波與該時域符號的已知頻域信令集中每一頻域已知序列對應的已知子載波以及信道估計值進行預定數學運算后反傅里葉變換，對應于每一個頻域已知序列得到一個反傅里葉結果；以及每個時域符號基于以第一預定選定規則從一個或多個反傅里葉結果中所選出的反傅里葉選定結果，用于直接解出信令信息和/或利用多個時域符號之間進行預定處理操作，基于所得的符號間處理結果解出信令信息。
可選地，預定發送規則：發送的每個時域符號中時域主體信號對應的頻域主體序列進行處理得到生成預生成子載波后，在頻域中以預定頻偏值S對每個有效子載波進行相位調制或反傅里葉變換后在時域中進行循環移位。
可選地，還包括對反傅里葉選定結果進行取絕對值或取絕對值平方，再來以第一預定選定規則選出反傅里葉選定結果。
可選地，第一預定選定規則包含以峰值最大進行選定和/或者以峰均比最大進行選定。
可選地，還包括濾噪處理步驟，該濾噪處理步驟包括：可將每個時域符號的反傅里葉結果進行濾噪處理，將大值保留，小值全部置零。
可選地，其中，所解析出的信令信息包含：不同頻域序列傳送信令和/或頻域調制頻偏即時域循環移位值所傳信令。
可選地，其中，已知頻域信令集指每個時域符號對應的主體時域信號在頻域子載波調制相位前填充至子載波的頻域序列的所有可能序列。
可選地，其中，當時域符號的已知頻域序列集僅有1個已知序列，則第一預定選定規則為直接取其每個時域符號的唯一反傅里葉結果作為反傅里葉選定結果，再用于直接解出信令信息和/或利用多個時域符號之間進行預定處理操作，基于所得的符號間處理結果解出信令信息。
可選地，其中，將多個時域符號之間進行預定處理操作，基于所得的符號間處理結果解出信令信息的步驟中，包含：將后一個時域符號進行循環移位，與前一個時域符號進行相乘或共軛相乘并累加得到累加值，找出對應于所有預定頻偏值或循環位移值中累加值最大的移位值，由該移位值推算出信令信息。
可選地，其中，預定數學運算包含：共軛相乘或除法運算。
本發明實施例還提供了一種前導符號的接收方法，適用于發送端滿足如權利要求1中的預定發送規則時，其特征在于，包括如下步驟：對處理得到的基帶信號判斷是否存在前導符號；確定前導符號在物理幀中位置并解析出該前導符號攜帶的信令信息，其中，在該進行確定和解析的步驟中，包含：將每個時域符號的已知頻域信令集擴展為已知頻域信令擴展集；將每個時域符號的時域主體信號進行傅里葉變換后提取出有效子載波；將每個有效子載波與已知頻域信令擴展集中每一頻域已知序列對應的已知子載波以及信道估計值進行預定數學運算得到運算值，再進行所有有效子載波上運算值的累加；以及以第二預定選定規則從多組累加值選取出一個累加值，利用其對應的已知頻域信令擴展集的頻域已知序列，推得頻域調制頻偏值即時域循環移位所傳輸信令，并推得所對應的原始未擴展前的已知頻域信令集里的已知頻域序列，解出由頻域不同序列所傳輸的信令信息。
可選地，其中，第二預定選定規則包含以取絕對值最大值或者是取實部最大值進行選定。
可選地，其中，已知頻域信令集指每個時域符號對應的主體時域信號在頻域子載波調制相位前填充至子載波的頻域序列的所有可能序列。
可選地，其中，已知頻域信令擴展集通過如下方式得到：將已知頻域信令集里的每一個已知頻域序列進行對應的按所有可能頻偏值調制子載波相位，其所有可能的S個調制頻偏值，則將生成S個調制頻偏后的已知序列。
可選地，其中，當該符號未擴展的已知頻域信令集僅有一個已知序列，即僅依靠頻域調制頻偏s即時域循環移位值傳輸信令信息時，則已知頻域信令擴展集包含共S個已知頻域序列，利用調制頻偏s其對應的已知頻域信令擴展集的頻域已知序列，即可推得調制頻偏值，得到頻域調制頻偏即時域循環移位傳輸的信令信息。
可選地，其中，預定數學運算包含：共軛相乘或除法運算。
本發明實施例還提供了一種前導符號的接收裝置，適用于發送裝置滿足預定發送規則時，其特征在于，包括：處理判斷部，用于對處理得到的基帶信號判斷是否存在前導符號；定位解析部，用于對確定前導符號在物理幀中位置并解析出該前導符號攜帶的信令信息，其中，定位解析部包含：載波提取單元，將每個時域符號的時域主體信號進行傅里葉變換后提取出有效子載波；運算處理單元，將每個有效子載波與該時域符號的已知頻域信令集中每一頻域已知序列對應的已知子載波以及信道估計值進行預定數學運算后反傅里葉變換，對應于每一個頻域已知序列得到一個反傅里葉結果；以及選定解析單元，每個時域符號基于以第一預定選定規則從一個或多個反傅里葉結果中所選出的反傅里葉選定結果，用于直接解出信令信息和/或利用多個時域符號之間進行預定處理操作，基于所得的符號間處理結果解出信令信息。
本發明實施例還提供了一種前導符號的接收裝置，適用于發送裝置滿足預定發送規則時，其特征在于，包括：處理判斷部，用于對處理得到的基帶信號判斷是否存在前導符號；定位解析部，用于確定前導符號在物理幀中位置并解析出該前導符號攜帶的信令信息，其中，定位解析部包含：擴展單元，用于將每個時域符號的已知頻域信令集擴展為已知頻域信令擴展集；載波提取單元，將每個時域符號的時域主體信號進行傅里葉變換后提取出有效子載波；運算處理單元，將每個有效子載波與已知頻域信令擴展集中每一頻域已知序列對應的已知子載波以及信道估計值進行預定數學運算得到運算值，再進行所有有效子載波上運算值的累加；以及選定解析單元，以第二預定選定規則從多組累加值選取出一個累加值，利用其對應的已知頻域信令擴展集的頻域已知序列，推得頻域調制頻偏值即時域循環移位所傳輸信令，并推得所對應的原始未擴展前的已知頻域信令集里的已知頻域序列，解出由頻域不同序列所傳輸的信令信息。
與現有技術相比，本發明技術方案具有以下有益效果：
根據本發明實施例提供的前導符號的接收方法及裝置，由于采用相干解調在多徑信道和低信噪比下均能實現非常魯棒的性能，因而相比于利用前后符號頻域直接差分解析方法，避免了放大噪聲，另外進一步利用前后符號的運算結構的相對位移，解決了在信道估計不太準確或者各種原因出現干擾徑時的誤判問題，提高系統準確性。
附圖說明
圖1是本發明的實施例一中前導符號的接收方法的流程示意圖；
圖2是本發明的實施例一中前導符號的接收方法中解析信令的流程示意圖；
圖3是本發明的實施例中物理幀的時域結構示意圖；
圖4是本發明的實施例中包含格式控制部分和內容控制部分的物理幀結構示意圖；
圖5是本發明的實施例的前導符號中一個時域符號所對應的頻域示意圖；
圖6是本發明的實施例中第一種三段結構的示意圖；
圖7是本發明的實施例中第二種三段結構的示意圖；
圖8是本發明的實施例一中一個時域主體信號的反傅里葉結果在AWGN下的波形圖；
圖9是本發明的實施例一中一個時域主體信號的反傅里葉結果在0dB兩徑的信道下的波形圖；
圖10(a)是本發明的實施例一中濾噪處理前的前一個時域符號中時域主體信號的反傅里葉結果在0dB兩徑的信道下的波形圖；
圖10(b)是本發明的實施例一中濾噪處理前的后一個時域符號中時域主體信號的反傅里葉結果在0dB兩徑的信道下的波形圖；
圖11(a)是本發明的實施例一中濾噪處理后的前一個時域符號中時域主體信號的反傅里葉結果在0dB兩徑的信道下的波形圖；
圖11(b)是本發明的實施例一中濾噪處理后的后一個時域符號中時域主體信號的反傅里葉結果在0dB兩徑的信道下的波形圖；
圖12是本發明的實施例二中前導符號的接收方法中解析信令的流程示意圖；
圖13是本發明的實施例二中一個時域主體信號的反傅里葉結果在AWGN下的波形圖；以及
圖14是本發明的實施例三中前導符號的接收方法中解析信令的流程示意圖。
具體實施方式
發明人發現已有技術中，已有技術中前導符號的接收方法及裝置，在有效子載波進行時域中循環移位或頻域中調制頻偏來生成時域符號以傳輸信令的發送前提下，在初步判讀定位期望接收的時域符號后利用對前后符號頻域直接差分來解析信令，導致多徑信道和低信噪比下所具有魯棒性不高；在信道估計不太準確或者各種原因出現干擾徑時較易出現誤判這樣的問題。
針對上述問題，發明人經過研究，提供了一種前導符號的接收方法及裝置，適用于發送端滿足預定發送規則時，其特征在于：對處理得到的基帶信號判斷是否存在前導符號；確定前導符號在物理幀中位置并解析出該前導符號攜帶的信令信息，其中，在該進行確定和解析的步驟中，包含：將每個時域符號的時域主體信號進行傅里葉變換后提取出有效子載波；將每個有效子載波與該時域符號的已知頻域信令集中每一頻域已知序列對應的已知子載波以及信道估計值進行預定數學運算后反傅里葉變換，對應于每一個頻域已知序列得到一個反傅里葉結果；以及每個時域符號基于以第一預定選定規則從一個或多個反傅里葉結果中所選出的反傅里葉選定結果，用于直接解出信令信息和/或利用多個時域符號之間進行預定處理操作，基于所得的符號間處理結果解出信令信息。
為了使本發明的上述目的、特征和優點能夠更為明顯易懂，下面結合附圖對本發明的具體實施方式做詳細的說明。
<實施例一>
圖1是本發明的實施例一中前導符號的接收方法的流程示意圖；圖2是本發明的實施例一中前導符號的接收方法中解析信令的流程示意圖。
如圖1所示，本實施例中前導符號的接收方法，適用于發送端所使用的前導符號的發送方法滿足預定發送規則時，該前導符號的接收方法包括如下步驟：
步驟S1-1：對處理得到的基帶信號判斷是否存在前導符號；以及
步驟S1-2：確定前導符號在物理幀中位置并解析出該前導符號攜帶的信令信息。
其中，如圖2所示，在步驟S1-2的確定前導符號在物理幀中位置并解析出該前導符號攜帶的信令信息中，該信令的解析步驟包含以下具體步驟：
步驟S2-1-1：將每個時域符號的時域主體信號進行傅里葉變換后提取出有效子載波；
步驟S2-1-2：將每個有效子載波與該時域符號的已知頻域信令集中每一頻域已知序列對應的已知子載波進行預定數學運算后反傅里葉變換，對應于每一個頻域已知序列得到一個反傅里葉結果；以及
步驟S2-1-3：每個時域符號基于以第一預定選定規則從一個或多個反傅里葉結果中所選出的反傅里葉選定結果，再將多個時域符號之間進行預定處理操作，基于所得的符號間處理結果解出信令信息。
在上述本發明的前導符號的接收方法所針對適用的發送端的預定發送規則，通過圖3至圖7做以下描述說明。
圖3是本發明的實施例中物理幀的時域結構示意圖。
如圖3所示，本實施發送端所發送的物理幀分別包含前導符號和數據區域，其中，前導符號位于數據區域之前，圖3中給出了兩段物理幀結構。
數據區域用于傳輸數據信息，比如TS包或IP包等。
前導符號用于快速地檢測以確定信道中傳輸的是否為期望接收的信號，提供基本傳輸參數(例如FFT點數、幀類型信息等)，使接收端可進行后續接收處理；檢測出初始載波頻偏和定時誤差，用以補償后達到頻率和定時同步；緊急廣播喚醒等。
圖4是本發明的實施例中包含格式控制部分和內容控制部分的物理幀結構示意圖。
如圖4所示，物理幀結構包含前導符號和數據區域，其中前導符號包含：由物理層格式控制部分PFC和物理層內容控制部分PCC。當然，本發明所涉及的前導符號并不限定于包含該PFC部分和PCC部分。
格式控制部分PFC由一個或多個時域符號組成(圖中用斜線框表示)，每個OFDM時域符號大小相同。本實施例中，時域符號采用OFDM符號，由圖4可知，本實施例中，發送端的格式控制部分PFC中采用包含四個時域符號。
圖6是本發明的實施例中第一種三段結構的示意圖；和圖7是本發明的實施例中第二種三段結構的示意圖。
前導符號的格式控制部分PFC中包含至少一個時域符號，由于本實施例中時域符號均采用以下第一種三段結構或第二種三段結構，因而，前導符號所包含的時域符號亦可稱之為三段結構時域符號。然而不做限制的是，滿足上述的前導符號中的時域符號亦可采用并非三段結構的其他結構。
通過圖6和圖7可知，本實施例一中，時域符號具有以下三段結構：如圖6中的第一種三段結構：時域主體信號(A段)、基于該時域主體信號的后部所生成的前綴(C段)、以及基于時域主體信號在前綴范圍內選取一部分生成的后綴(B段)；如圖7中的第二種三段結構：時域主體信號(A段)、基于該時域主體信號的后部所生成的前綴(C段)、以及基于時域主體信號在前綴范圍內選取一部分生成的超前綴(B段)。
將一段時域主體信號(圖中以A標示)作為第一部分，齊第一部分的最末端按照預定獲取規則取出一部分，預定處理并復制到該第一部分的前部來生成第三部分(圖中以C標示)從而作為前綴，同時，從第一部分的后部按照預定獲取規則取出一部分，預定處理進行處理并復制到該第一部分的后部或者處理并復制到前綴的前部來生成第二部分(圖中以B標示)從而分別相應作為后綴或超前綴，從而，分別生成如圖6所示的B作為后綴的第一種三段結構(CAB結構)和B作為超前綴的如圖7所示的第二種三段結構(BCA結構)。
基于具有三段結構的時域符號來看，本實施例中所生成的前導符號可以包含：具有第一種三段結構的時域符號；或具有第二種三段結構的時域符號；或不分先后排列的若干個具有第一種三段結構的時域符號和/或若干個具有第二種三段結構的時域符號的自由組合。即前導符號可僅包含CAB或BCA，也可為若干個CAB或若干個BCA，也可為數量不限制的若干個CAB和若干個BCA的不分先后排列的任意自由組合。需要特別說明的是，本發明的前導符號但不限于只包含C-A-B或者B-C-A的結構，也可還包含其他時域結構，比如傳統CP結構等。
A段是基于某段頻域主體序列通過例如2048點的IFFT變換得到，將三段結構中的C段為A段中一部分的直接拷貝，而B段為A段中一部分的調制信號段，B的數據范圍不超過C的數據范圍，即選擇給調制信號段B的那部分A的范圍不會超出截取作為前綴C的那部分A的范圍。優選地，B的長度和C的長度之和為A的長度。
設NA為A的長度，設LenC為C的長度，LenB為調制信號段B的長度。設A的采樣點序號為0,1,…NA-1.設N1為選擇復制給調制信號段第二部分B的起點對應的第一部分A的采樣點序號，N2為選擇復制給調制信號段第二部分B的終點對應的第一部分A的采樣點序號。其中，
N2＝N1+LenB-1 (公式1)
通常，對第二部分B段實施的調制為調制頻偏，調制M序列或其他序列等，本實施中以調制頻偏為例，設P1_A(t)是A的時域表達式，則第一種普通前導符號的時域表達式為
其中，調制頻偏值fSH可選取為時域OFDM符號對應的頻域子載波間隔即1/NAT,或者1/(LenB+Lenc)T其中T為采樣周期，NA為時域OFDM符號的長度，比如，NA為1024，取fSH＝1/1024T，且調制頻偏可任意選擇初相。為了使相關峰值尖銳，fSH也可以選擇為1/(LenBT)或者接近其值的數值。
在B-C-A的結構中，調制頻偏值正好與C-A-B結構相反，且調制可任意選擇初相。
將第一種三段結構(CAB)中選取第二部分(B)起點對應于第一部分(A)的第一采樣點序號設為N1_1，將第二種三段結構(BCA)中選取第二部分(B)起點對應于第一部分(A)的第二采樣點序號設為N1_2，第一采樣點序號N1_1和第二采樣點序號N1_2需要滿足以下公式
N1_1+N1_2＝2NA-(LenB+Lenc) (公式4)
滿足這樣關系的好處是，C-A-B結構中C段到B段的相同內容的延遲關系與B-C-A結構中B段到A段相同內容的延遲關系相同，C-A-B結構中A段到B段的相同內容的延遲關系與B-C-A結構中B段到C段相同內容的延遲關系相同，利于接收機實現。且C-A-B結構和B-C-A結構中，如果對B段采用的調制是調制頻偏的話，兩種結構的頻偏值fSH要正好相反，利于接收機實現。
用序號1表示C-A-B結構的符號，用序號2表示B-C-A結構的符號。則設P1_A(t)是A1的時域表達式，P2_A(t)是A2的時域表達式，則C-A-B三段結構的時域表達式為
B-C-A三段結構的時域表達式為
其中，不分先后排列的第一種三段結構和第二種三段結構，依照先后的不同可分別形成不同的由若干個第一種三段結構和/或若干個第二種三段結構自由組合的前導符號。下面舉例給出順次為1個C-A-B和1個B-C-A的第一前導符號的時域表達式，以及順次為1個B-C-A和1個C-A-B的第二前導符號的時域表達式。
那么，第一前導符號的時域表達式為：
第二前導符號的時域表達式為：
依此第一前導符號和第二前導符號的時域表達式可推理出其他C-A-B和B-C-A組合形成，在此不再重復贅述。
像上述情況中，當C-A-B結構和B-C-A結構級聯時，可以解決危險延遲下小偏估計失效的問題。當危險延遲造成C段和A段抵消時，第一個結構的CB段和第二個結構的BC段仍然可以用來定時同步和估計小偏。
將前導符號所包含至少一個時域符號的數量設置為傳送四個符號，下面給出幾個較優選的四個時域符號結構，順次排列為以下幾種結構中任意一種：
(1)C-A-B，B-C-A，C-A-B，B-C-A；或
(2)C-A-B，B-C-A，B-C-A，B-C-A；或
(3)B-C-A，C-A-B，C-A-B，C-A-B；或
(4)C-A-B，B-C-A，C-A-B，C-A-B；或
(5)C-A-B，C-A-B，C-A-B，B-C-A；或
(6)C-A-B，C-A-B，C-A-B，C-A-B或
(7)C-A-B，C-A-B，B-C-A，B-C-A。
其中，例如(1)C-A-B，B-C-A，C-A-B，B-C-A這樣四個時域符號的結構，把級聯的效果發揮最大。例如(2)C-A-B，B-C-A，B-C-A，B-C-A這樣四個時域符號的結構，將后續符號A部分的保護間隔拉長，而通常第一個符號為已知信號，故采用C-A-B。
列舉出三段結構的一個優選實施例,NA為2048，設LenC為520，LenB＝504,N1_1＝1544，N1_2＝1528,均令P1_A(t)是時域主體A的表達式，則可推導出C-A-B和B-C-A的時域表達式為
以及
進一步地，fSH可選擇為1/(1024T)或者1/(2048T)。
進一步地，可利用從第一部分A中選取第二部分B的不同起點來標識緊急廣播，即通過選取不同的N1,或是N1_1和N1_2,通過復制給B段的起點來標識緊急廣播系統。比如C-A-B的三段結構的符號,N1_1＝1544標識普通系統,而N1_1＝1528標識緊急廣播系統。又比如,B-C-A的三段結構的符號,N1_2＝1528標識普通系統,而N1_2＝1544標識緊急廣播系統。
發送端的前導符號生成方法中，包含以下這樣的生成步驟：
基于頻域主體序列生成頻域子載波進行反傅里葉變換IFFT得到時域主體信號A，再由時域主體信號A形成具有C-A-B或B-C-A這樣的三段結構的時域符號，從而形成本實施例中具有至少一個該時域符號的前導符號。
以下結合圖5從頻域角度，對三段結構(CAB或BCA)的時域主體信號A中的生成過程進行描述說明。
圖5是本發明的實施例的前導符號中一個時域符號所對應的頻域示意圖。
如圖5所示，給出了前導符號的PFC中一個時域符號的頻域子載波生成，基于頻域主體序列得到該頻域子載波。
在頻域子載波的生成中，包含用于生成頻域主體序列的預定序列生成規則和/或對頻域主體序列進行處理用于生成頻域子載波的預定處理規則。
針對預定序列生成規則來說，頻域主體序列的生成過程較為靈活，該預定序列生成規則包含以下任意一種或兩種組合：基于不同的序列生成式產生；和/或基于同一序列生成式產生，進一步將該產生的序列進行循環移位。本實施例中，采用恒包絡零自相關序列(CAZAC序列)來實現，也就是說，上述不同的序列生成式通過賦予同一CAZAC序列不同根值得到，也可以是，上述同一序列生成式通過賦予CAZAC序列同一根值得到。
頻域主體序列基于一個或者多個CAZAC序列生成，頻域主體序列具有預定序列長度NZC。該預定序列長度NZC不大于時域主體信號具有的傅里葉變換長度NFFT。
對頻域主體序列進行處理填充步驟，總體來說包括：參照預定序列長度NZC將頻域主體序列映射成正頻率子載波和負頻率子載波；參照傅里葉變換長度NFFT在正頻率子載波和負頻率子載波外邊緣填充預定個數的虛擬子載波和直流子載波；以及將所得子載波進行循環左移，使得零子載波對應于反傅里葉變換的第一個位置。
在此，列舉基于一個CAZAC序列生成的例子。首先生成NZC長度的頻域主體序列(Zadoff-Chu，序列，ZC)，是CAZAC序列的一種，
設序列公式為：
注意NZC可以等于或小于Nroot，即可由某一根值的完整的Zadoff-Chu序列完整或截短產生，然后可選擇對這ZC序列調制一個同樣長度的PN序列，得到ZC_M序列，將ZC_M序列分成兩部分，左半部分長度為映射到負頻率部分，右半部分長度為映射到正頻率部分，NZC可選擇某一自然數，不超過A段FFT長度；此外，在負頻率的邊緣，補上數目的零，而在正頻率的邊緣，補上數目的零，為虛擬子載波；因此，該特定序列是由個零，個PN調制的ZC序列，1個直流子載波，個PN調制的ZC序列和個零順序組成；有效子載波數目為NZC+1。
具體地來說頻域主體序列的生成過程，比如序列公式可選取若干個不同根值q,對于每個根值q生成的序列,又可再進行不同的循環移位而得到更多序列，通過這2種方式任意之一或之二來傳輸信令.
比如,取256個根值q,得到256個序列,即可傳輸8個比特，基于2^8＝256,且移位值設定為1024,則256個中的每個序列又可以進行0-1023的移位,即每個序列通過1024種移位又實現了10比特的信令傳輸，基于2^10＝1024，，因而共可傳輸8+10＝18比特信令。
這些信令映射到比特字段，所傳輸的信令可包含用于指示物理幀的幀格式參數和/或用于指示緊急廣播內容，其中，幀格式參數如：幀數目，幀長度，PCC符號的帶寬，數據區域的帶寬，PCC符號的FFT大小和保護間隔長度，PCC調制和編碼參數。
上述預定序列生成規則中的循環移位可放在對ZC序列進行PN序列調制之前進行,也可以放在PN序列調制之后進行，另外，用于對各個所述時域主體信號對應的所述頻域主體序列進行所述PN調制的PN序列之間相同或不相同。
其中,若至少一個時域主體信號中第一個時域主體信號采用預先已知的頻域主體序列,則該頻域主體序列和對應的頻偏值不用于傳輸信令，而后續時域符號中的PFC來傳輸信令。
最后一個OFDM符號所用的頻域主體序列(ZC序列)與第一個OFDM符號所用的頻域主體序列(ZC序列)的相位相差180度，這用來指示PFC的最后一個OFDM符號；PFC中的第一個OFDM符號所采用的ZC序列，一般為某長度無循環移位的根序列，而在該長度下，ZC序列有一個集合，因此本發明選用此集合中某一序列，這可以指示某一信息，例如版本號或者指示數據幀中傳輸的業務類型或模式；此外，利用第一個時域主體信號中對應的所述根值和/或用于進行PN調制的PN序列的初始相位傳輸信息，PN的初始相位也有一定的信令能力，例如指示版本號。
在此，列舉基于多個CAZAC序列生成的例子。每個CAZAC序列分別具有相應子序列長度LM，對每個CAZAC序列按照上述預定序列生成規則生成具有子序列長度LM的子序列，將多個子序列拼接為具有預定序列長度NZC的頻域主體序列。
具體來說，在頻域有效子載波的生成上，由M個CAZAC序列組成，設M個CAZAC序列的長度分別為L1,L2,...LM，且滿足每個CAZAC序列的生成方法和上述相同，僅增加一步驟，在生成M個CAZAC序列后，拼接成長度為NZC的序列，可選擇經PN序列調制后形成ZC_M,再進行頻域交織后，形成新的ZC_I,再填放在上述相同的子載波位置,左半部分長度為映射到負頻率部分，右半部分長度為映射到正頻率部分，NZC可選擇某一自然數，不超過A段FFT長度；此外，在負頻率的邊緣，補上數目的零，而在正頻率的邊緣，補上數目的零，為虛擬子載波；因此，該特定序列是由個零，個PN調制的ZC序列，1個直流子載波，個PN調制的ZC序列和個零順序組成，其中，調制PN這一步驟也可以放在頻域交織之后進行。
子載波位置填充也可采取其他處理填充步驟，這里不做限定。
將經過上述處理填充所得子載波進行循環左移，進行前半后半頻譜互換后，類似于Matlab中的fftshift，即把零子載波對應于離散反傅里葉變換的第一個位置,得到預定長度NFFT的頻域OFDM符號的預生成子載波。
進一步地，在本實施的頻域子載波生成過程中，除了較優選地采用上述預定序列生成規則，還可較優選地采用于對頻域主體序列進行處理以生成頻域子載波的預定處理規則。本發明不限定采用該預定處理規則和預定序列生成規則中任意一種或兩個來形成頻域子載波。
預定處理規則包含：對預生成子載波按照頻偏值S進行相位調制，其中，該預生成子載波是通過上述對頻域主體序列進行處理填充、循環左移等步驟得到的。在該預定處理規則中，同一時域主體信號A所對應的頻域子載波利用同一頻偏值S對該頻域子載波中每個有效子載波進行相位調制，不同時域主體信號A所對應的頻域子載波利用的頻偏值不同S。
針對預定處理規則具體來說，比如原OFDM符號的子載波表達式為
a0(k)k＝0,1,2,...NFFT-1， (公式12)
則按某一頻偏值比如s對每個子載波進行相位調制的表達式如下：
其中，零載波相乘的操作實際無需進行，只需對有效子載波操作即可。頻偏值s可選擇的范圍為[-(NFFT-1),+(NFFT-1)]的整數，該頻偏值s基于時域主體信號具有的傅里葉變換長度NFFT確定，其不同的取值可以用于傳輸信令。
應注意的是，上述按頻偏值S對每個預生成子載波進行相位調制的實現方法也可在時域上實現。等效于：將原始未調制相位的頻域OFDM符號經IFFT變換得到時域ODFM符號，可將時域OFDM符號進行循環移位后生成時域主體信號A,通過不同的循環移位值來傳輸信令。在本發明中，在頻域中按某一頻偏值對每個有效子載波進行相位調制來進行描述，其顯而易見的時域相等效操作方法也在本發明之內。
綜上所述，本實施例在頻域子載波的生成過程中，可以基于頻域主體序列選擇進行上述預定序列生成規則(1a)和預定序列生成規則(1b)以及預定處理規則(2)中的任意一個或者至少兩個的自由組合。
舉例來說，采用規則(1a)的前導符號的生成方法來傳輸信令。
比如上例所描述根值q取256種，每個根值q的循環移位值取0-1023,則可傳送8+10＝18比特信令。
再比如，舉例來說，用規則(1a)和規則(2)的前導符號的生成方法來傳輸信令。
根值q取2種，時域OFDM符號長度為2048，取1024種移位值，以2為間隔，比如0，2，4，6，….2046等，傳輸1+10＝11比特信令。
再比如，舉例來說，僅用規則(2)的前導符號的生成方法。
根值q固定，對頻域子載波按不同頻偏值S進行相位調制，比如上述NFFT為2048，的s取值0，8，16，…2032等，等效于未經相位調制的頻域OFDM符號進行IFFT后的時域OFDM符號，進行256種不同移位值的循環移位，以8為間隔，比如0，8，16，…2032等，傳輸8比特信令。這里，本發明不限定循環移位的左移還是右移，當s為正數時，對應時域循環左移，比如取值為8，對應于時域循環左移8；當s為負數時，對應時域循環右移，比如取值為-8，對應于時域循環右移8。
另外，在上述方法中，并不限定頻域調制頻偏值即時域移位值傳輸信令的方法，即既包含用當前符號絕對移位值直接傳輸信令，也包含用前后符號的移位值之差來傳輸信令，這兩種方法的信令解析都可以由其中一種顯而易見地推出另外一種。同時也不限定信令和移位值的對應關系，發端可自由設定，接收端按既定規則反向推得即可。利用每個符號的移位值絕對值來傳信令舉例如下：比如共有4個PFC符號，其中第一個符號不傳輸信令，而第二到第四個符號的要發送的信令值分別是S1，S2,S3。假設以4倍于信令的值來對應移位值，則第二個符號的移位值為4S1，第二個符號的移位值為4S2，第三個符號的移位值為4S3；利用前后符號的移位值差值來傳信令舉例如下：比如共有4個PFC符號，其中第一個符號不傳輸信令，而第二到第四個符號的要發送的信令值分別是S1，S2,S3。假設以4倍于信令的值來對應移位值，則第二個符號的移位值為4S1，第二個符號的移位值為4(S1+S2)，第三個符號的移位值為4(S1+S2+S3)；
以上通過結合圖3至圖7所做的描述，對本發明的前導符號的接收方法所針對適用的發送端的預定發送規則進行了說明。
本發明分別通過本實施例一和下述的實施例二、實施例三來對前導符號的接收算法進行說明，所有實施例均值得注意的是，在接收端無論是基于不同的序列生成式產生不同序列，還是基于同一序列生成式，再進行循環移位而得到不同序列，在本發明所闡述的接收方法中是不區分這2種情況的，無非都統一稱于利用不同頻域序列傳輸信令，本發明的接收方法對此不限制頻域調制頻偏值即時域移位值傳輸信令的方法，既包含用當前符號絕對移位值直接傳輸信令，也包含用前后符號的移位值之差來傳輸信令。
總體來說，需滿足的預定發送規則包含，發送的每個時域符號中時域主體信號對應的頻域主體序列進行處理得到生成預生成子載波后，在頻域中以預定頻偏值S對每個有效子載波進行相位調制或反傅里葉變換后在時域中進行循環移位。
繼續針對實施例一說明，將每個PFC符號所對應的時域主體信號A進行FFT運算，得到頻域信號，將頻域信號取出有效子載波的值，將每個子載波與該符號已知頻域信令集的每一頻域已知序列對應的子載波進行預定數學運算后，進行IFFT運算，每一個頻域已知序列對應一個IFFT結果，每個符號基于一個或多個IFFT的結果，選出每個符號最為可靠的一個IFFT結果，并可進行預定處理，再利用多個符號之間的處理結果，進一步進行符號間的某種運算解出所傳輸信令信息(包含不同頻域序列傳送信令和/或頻域調制頻偏即時域循環移位值所傳信令)。
這里的已知頻域信令集包含：每個PFC符號對應的主體信號A在頻域子載波調制相位前填充至子載波的頻域序列的所有可能序列。如發送端有調制PN操作，這里指調制PN后的所有可能的頻域序列。
當該符號已知頻域信令集僅有一個已知序列，即僅依靠頻域調制頻偏即時域循環移位值所傳信令時，實施例一中的接收方法中解析方法可簡化如下：
將每個PFC時域符號所對應的時域主體信號A進行FFT運算，得到頻域信號，將頻域信號取出有效子載波的值，將每個有效子載波與該符號對應的唯一已知頻域序列對應的有效子載波進行某種運算(共軛相乘/除法運算)后，進行IFFT運算，基于該IFFT結果，可選擇地進行預定處理，再利用多個符號之間的處理IFFT結果，進一步進行時域符號之間的預定處理操作解出所傳輸信令(頻域調制頻偏即時域循環移位值所傳信令)。
具體而言，對某個PFC符號，其主體信號A已知發送頻域預生成子載波未經相位調制前的表達式為Ak，經相位調制后表達式為
其中，Hk為信道頻域響應，經信道后，接收到的頻域數據表達式為
那么進行本實施中所采用的預定數學運算(共軛相乘/除法運算)，
或Ek＝Rk·(A(i)k)*， (公式16)
其中，A(t)k表示該PFC符號已知頻域序列集的第t個已知序列，t＝1,...T，設一共有T個序列。
若已知頻域序列集僅有一個已知序列，即T＝1，則A(1)k＝Ak。比如，采用相除的預定數學運算方法，當已知頻域序列集僅有一個已知序列時，則推導出
其物理意義為每個子載波的信道估計值與調制相位值的乘積；而另外一種預定數學運算的公式
同樣包含每個子載波的信道估計值與調制相位值的乘積。
再將E(t)k，k＝0,1,....NFFT-1進行IFFT運算，則每一個PFC符號將得到t個IFFT運算的結果，可選擇地將結果進行取絕對值或取絕對值平方的操作，然后按照第一預定選定規則選取t＝1,...T的T個結果中最為可靠的那個作為該PFC符號的運算結果,其所對應的t值即可解出由頻域不同序列所傳送的信令。第一預定選定規則所述的最為可靠的判斷方法可是峰值最大或者是峰均比最大等。
若每個PFC符號的已知頻域序列集僅有1個已知序列，則選取T個結果中最為可靠的那個作為該符號的運算結果這一步驟可以省略，直接取其每個符號的唯一IFFT結果作為IFFT選定結果即可。
圖8是本發明的實施例一中一個時域主體信號的反傅里葉結果在AWGN下的波形圖。圖中所示，離散反傅立葉變換的最大值出現的序號為1049，值為1.024。
那么假設PFC一共有Q個符號，則將得到Q個符號的下述波形C(q),q＝1,...Q。注意C(q)可以是從T個結果選取后的某個原始IFFT的結果，也可以是求取絕對值或者絕對值平方后的結果。
考慮到噪聲和多徑的影響，以及各種原因下的干擾徑影響，比如在0dB兩徑時，呈現出2個峰值，其最大峰值不好判斷，圖9就提供了實施例一中一個時域主體信號的反傅里葉結果在0dB兩徑的信道下的波形圖。
因此，如下圖9所示，可進一步地將每個時域符號的反傅里葉運算結果進行濾噪處理，即把大值保留，而小值全部置零，此步驟為可選。得到所有PFC符號所對應的處理結果，這里命名為C'(q),q＝1,...Q。
下面就給出在0dB兩徑信道下前后2個符號的處理前后的C'(q-1)和C'(q)的示意圖。圖10(a)、圖10(b)分別是實施例一中濾噪處理之前的前一個時域符號、后一個時域符號中時域主體信號的反傅里葉結果在0dB兩徑的信道下的波形圖；圖11(a)、圖11(b)分別是實施例一中濾噪處理之后的前一個時域符號、后一個時域符號中時域主體信號的反傅里葉結果在0dB兩徑的信道下的波形圖。
再將后一個符號的C'(q)進行循環移位，與前一個符號的C'(q-1)進行相乘或共軛相乘并累加，找出所有移位值中累加值最大的那個，由其對應的移位值便可推算出所傳輸信令，該傳輸信令由PFC符號對應的主體信號A的頻域序列生成預生成子載波后，按S值對每個有效子載波進行相位調制，即等效于IFFT后對時域OFDM符號進行循環移位的方式來實現。
多個時域符號之間進行預定處理操作的具體描述如下，將C'(q)循環移位V得到C″(q,V)，可選擇左移或者右移，本例中選擇右移，V∈[0,NFFT-1]，然后進行例如下公式的共軛相乘并累加運算，
特別說明的是，上述多個時域符號之間進行預定處理操作只是個實例，并不限定一定是共軛相乘，其相乘累加操作也可不必做NFFT個點，只做幾個大值點即可。
最后選取絕對值最大的那個Accum(V)，其對應的V值即可推知頻域調制頻偏即時域循環移位值所傳輸信令，這里對推算的方法不做限定。
<實施例二>
圖12是本發明的實施例二中前導符號的接收方法中解析信令的流程示意圖，該解析信令的流程包含于如圖1中與實施例一相對應同樣的前導符號的接收方法中，在實施例二中省略前導符號的接收方法的整體概述，圖12為圖2的另一種實施方式。
如圖12所示，在步驟S1-2的確定前導符號在物理幀中位置并解析出該前導符號攜帶的信令信息中，該信令的解析步驟包含以下具體步驟：
步驟S2-2-1：將每個時域符號的時域主體信號進行傅里葉變換后提取出有效子載波；
步驟S2-2-2：將每個有效子載波與該時域符號的已知頻域信令集中每一頻域已知序列對應的已知子載波以及信道估計值進行預定數學運算后反傅里葉變換，對應于每一個頻域已知序列得到一個反傅里葉結果；以及
步驟S2-2-3：每個時域符號基于以第一預定選定規則從一個或多個反傅里葉結果中所選出的反傅里葉選定結果，用于直接解出信令信息和/或利用多個時域符號之間進行預定處理操作，基于所得的符號間處理結果解出信令信息。
本實施例二中前導符號的接收方法所針對適用的發送端的預定發送規則，同樣適用如圖3至圖7所作的描述說明，不再贅述。
本實施例二中，將每個PFC符號所對應的時域主體信號A進行FFT運算，得到頻域信號，將頻域信號取出有效子載波的值，將每個有效子載波與該符號已知頻域信令集的每一頻域已知序列對應的有效子載波以及信道估計值進行預定數學運算(共軛相乘/除法運算)后，進行IFFT運算，每一個頻域已知序列對應一個IFFT結果，每個符號基于一個或多個IFFT的結果，按照預定選定規則選出每個符號最為可靠的一個IFFT選定結果，并可選擇地進行預定處理，可基于IFFT選定結果用于直接得到信令傳輸值，也可進一步地，利用多個符號之間的處理結果，再進行時域符號之間預定處理操作(例如延遲相關)解出所傳輸信令(包含不同頻域序列傳送信令和/或頻域調制頻偏即時域循環移位值所傳信令)。
已知頻域信令集指每個PFC符號對應的主體信號A在頻域子載波調制相位前填充至子載波的頻域序列的所有可能序列，如發送端有調制PN操作，這里指調制PN后的所有可能的頻域序列。
當該符號已知頻域信令集僅有一個已知序列，即僅依靠頻域調制頻偏即時域循環移位值所傳信令時，實施例二可簡化如下：
將每個PFC時域符號所對應的時域主體信號A進行FFT運算，得到頻域信號，將頻域信號取出有效子載波的值，將每個有效子載波與該時域符號對應的唯一已知頻域序列對應的子載波以及信道估計值進行預定數學運算(共軛相乘/除法運算)后，進行IFFT運算，基于IFFT的結果，并可選擇地進行預定處理，可用于直接得到信令傳輸值，也可再利用多個符號之間的處理結果，進一步進行符號間的延遲相關解出所傳輸信令(頻域調制頻偏即時域循環移位值所傳信令)。
具體來說對某個PFC時域符號，其主體時域信號A已知發送頻域預生成子載波未經相位調制前的表達式為Ak，經相位調制后表達式為
其中，Hk為信道頻域響應，經信道后，接收到的頻域數據表達式為
那么，進行預定數學運算(除法運算/共軛相乘)
或Ek＝Rk·(A(t)k·Hest,k)*， (公式22)
其中A(t)k表示已知頻域序列集的第t個已知序列。t＝1,...T，一共有T個序列。若已知頻域序列集僅有一個已知序列，即T＝1，則A(1)k＝Ak，其中Hest為信道估計值。
比如，預定數學運算采用的方法，當已知頻域序列集僅有一個已知序列時，且當Hest＝H時，
則
其物理意義為每個子載波的調制相位值。而預定數學運算采用另一種運算公式
同樣包含每個子載波的調制相位值。
再將E(t)k，k＝0,1,....NFFT-1進行IFFT運算，則每一個PFC符號將得到t個IFFT運算的結果，可選擇地將結果進行取絕對值或取絕對值平方的操作，然后按照預定選定規則選取t＝1,...T的T個結果中最為可靠的那個作為該PFC符號的運算結果,其所對應的t值即可解出由頻域不同序列所傳送的信令。預定選定規則中最為可靠的判斷方法可以是峰值最大或者是峰均比最大等。
若每個PFC符號的已知頻域序列集僅有1個已知序列，則選取T個結果中峰均比最大的那個作為該符號的運算結果這一步驟可以省略，直接取其每個符號的唯一IFFT結果即可。
圖13是本發明的實施例二中一個時域主體信號的反傅里葉結果在AWGN下的波形圖。圖中所示，離散反傅立葉變換的最大值出現的序號為633，值為0.9996.
那么假設PFC一共有Q個時域符號，則將得到Q個時域符號的下述波形C(q),q＝1,...Q。注意C(q)可以是從T個結果選取后的某個原始IFFT的結果，也可以是求取絕對值或者絕對值平方后的結果。
這時，由于頻域上的操作包含去除信道的影響，故可以直接利用C(q)中絕對值最大的峰值所在的位置來推出時域循環移位值，由此推出頻域調制頻偏即時域循環移位值所傳輸信令，比如上圖中最大峰值所對應位置為633。(這里對推算方法不做限定。)
但考慮到噪聲和多徑的影響，以及各種原因下的干擾徑影響，還可以進一步地，可將每個符號的運算結果進行濾噪處理，即把大值保留，而小值全部置零，此步驟為可選。得到所有PFC符號所對應的處理結果，這里命名為C'(q),q＝1,...Q。
再將后一個符號的C'(q)進行循環移位，與前一個符號的C'(q-1)進行相乘或共軛相乘并累加，找出所有移位值中，累加值最大的那個，由其對應的移位值便可推算出所傳輸信令。該傳輸信令滿足上述發送端的預定發送規則中由PFC符號對應的時域主體信號A的頻域序列生成預生成子載波后，按S值對每個有效子載波進行相位調制，即等效于IFFT后對時域OFDM符號進行循環移位的方式來實現。
具體描述如下，將C'(q)循環移位V得到C″(q,V)，可選擇左移或者右移，本例中選擇右移，V∈[0,NFFT-1]，
然后進行例如下式共軛相乘累加運算，
特別說明的是，上述只是個實例，并不限定一定是共軛相乘，其相乘累加操作也可不必做NFFT個點，只做幾個大值點即可。
最后選取絕對值最大的那個Accum(V)，其對應的V值即對應所傳輸信令。
注意，上文介紹中用到的信道估計值Hest,，第一個PFC符號通常已知，由已知序列進行時域/頻域估計方法可得，比如在頻域上接收頻域信號處以已知頻域序列既得。而后續符號的信道估計，當PFC的上一個符號譯碼結束后,假定譯碼正確,利用上一個的譯碼信息作為發送信息,在時域/頻域再一次進行信道估計,并和先前的信道估計結果進行某種特定運算,得到新的信道估計結果,用于下一個符號的信令解析的信道估計.
特別說明的是，實施例一和實施例二提到的IFFT運算，基于IFFT運算和FFT運算有特定的數學關系，如果用FFT來等效實現，也不脫離本發明的內容。
本實施例一和實施例二都采用了相干解調，且時域消除噪聲，在多徑信道和低信噪比下都具有非常魯棒的性能。相比于背景技術中利用前后符號頻域直接差分的方法，本發明避免了放大噪聲。且進一步利用前后符號的運算結構的相對位移，解決了在信道估計不太準確或者各種原因出現干擾徑時的誤判問題。
圖14是本發明的實施例三中前導符號的接收方法中解析信令的流程示意圖。
圖14是本發明的實施例三中前導符號的接收方法中解析信令的流程示意圖，該解析信令的流程包含于如圖1中與實施例一相對應同樣的前導符號的接收方法中，在實施例三中省略前導符號的接收方法的整體概述，圖14為圖2、圖12的另一種實施方式。
如圖14所示，在步驟S1-2的確定前導符號在物理幀中位置并解析出該前導符號攜帶的信令信息中，該信令的解析步驟包含以下具體步驟：
步驟S2-3-1：將每個時域符號的已知頻域信令集擴展為已知頻域信令擴展集；
步驟S2-3-2：將每個時域符號的時域主體信號進行傅里葉變換后提取出有效子載波；
步驟S2-3-3：將每個有效子載波與已知頻域信令擴展集中每一頻域已知序列對應的已知子載波以及信道估計值進行預定數學運算得到運算值，再進行所有有效子載波上運算值的累加；以及
步驟S2-3-4：以第二預定選定規則從多組累加值選取出一個累加值，利用其對應的已知頻域信令擴展集的頻域已知序列，推得頻域調制頻偏值即時域循環移位所傳輸信令，并推得所對應的原始未擴展前的已知頻域信令集里的已知頻域序列，解出由頻域不同序列所傳輸的信令信息。
具體地，首先將每個時域符號的已知頻域信令集擴展為已知頻域信令擴展集。然后將每個PFC符號所對應的時域主體信號A進行FFT運算，得到頻域信號，將頻域信號取出有效子載波的值，將每個有效子載波與已知頻域信令擴展集的每一頻域已知序列對應的子載波以及信道估計值進行預定數學運算(共軛相乘/除法運算)后，再進行所有子載波上的運算值的累加得到累加值。最后基于該多組累加值，按照第二預定選取規則選取出最為可靠的那個，利用其對應的已知頻域信令擴展集的頻域已知序列，即可推得調制頻偏值，從而得到頻域調制頻偏即時域循環移位所傳輸信令，同時推得所對應的原始未擴展前的已知頻域信令集里的已知頻域序列，解出由頻域不同序列所傳輸的信令。
當該符號未擴展的已知頻域信令集僅有一個已知序列，即僅依靠頻域調制頻偏即時域循環移位值所傳信令時，實施例三簡化如下：
首先將每個符號的唯一已知頻域序列擴展為已知頻域信令擴展集。然后將每個PFC符號所對應的時域主體信號A進行FFT運算，得到頻域信號，將頻域信號取出有效子載波的值，將每個有效子載波與已知頻域信令擴展集的每一頻域已知序列對應的子載波以及信道估計值進行預定數字運算(共軛相乘/除法運算)后，再進行所有子載波上的運算值的累加得到累加值。最后基于該多組累加值，選取出最為可靠的那個，利用其對應的已知頻域信令擴展集的頻域已知序列，即可推得調制頻偏值，從而得到頻域調制頻偏即時域循環移位所傳輸信令。
這里的已知頻域信令集指每個PFC時域符號對應的時域主體信號A在頻域子載波調制相位前填充至子載波的頻域序列的所有可能序列，如發送端有調制PN操作，這里指調制PN后的所有可能的頻域序列。
已知頻域信令擴展集通過如下方式得到：將已知頻域信令集里的每一個已知頻域序列進行對應的按所有可能頻偏值調制子載波相位，其所有可能的S個調制頻偏值，則將生成S個調制頻偏后的已知序列。舉例來說，若原始已知頻域信令集里有T個已知頻域序列L1，L2…，LT,則每個已知頻域序列Lt將按S種調制頻偏值分別得到Lt，1,Lt，2,…,Lt,S等。舉例來說:
其中，k對應于子載波序號，其中零載波放在序號0。通過調制頻偏值個數S與已知頻域序列個數T的相乘，這樣T個已知頻域序列將擴展為T·S個已知頻域序列，構成已知頻域信令擴展集。
當該符號未擴展的已知頻域信令集僅有一個已知序列，即僅依靠頻域調制頻偏即時域循環移位值所傳信令時，即T＝1，則擴展集包含共S個已知頻域序列。
具體來說，例如,設K＝0:Nzc-1,Nzc為有效子載波個數,Hest,k為第k個有效子載波對應的信道估計值,Rk為接收到的第k個有效子載波的值,Lk,t,s為已知頻域序列擴展集中第t,s個序列的第k個取值。
則
或
其中，||表示取絕對值操作。
取max(corrt,s)或所對應的t和s，利用s其對應的已知頻域信令擴展集的頻域已知序列，即可推得調制頻偏值，從而得到頻域調制頻偏即時域循環移位所傳輸的信令；同時利用t推得所對應的原始未擴展前的已知頻域信令集里的已知頻域序列，解出由頻域不同序列所傳輸的信令。
當該符號未擴展的已知頻域信令集僅有一個已知序列，即僅依靠頻域調制頻偏即時域循環移位值所傳信令時，即T＝1，則擴展集包含共S個已知頻域序列。利用s其對應的已知頻域信令擴展集的頻域已知序列，即可推得調制頻偏值，從而得到頻域調制頻偏即時域循環移位所傳輸的信令。
注意，上文介紹中用到的Hest，第一個PFC符號通常已知，由已知序列進行時域/頻域估計方法可得，比如在頻域上接收頻域信號處以已知頻域序列既得，而后續符號的信道估計，當PFC的上一個符號譯碼結束后,假定譯碼正確,利用上一個的譯碼信息作為發送信息,在時域/頻域再一次進行信道估計,并和先前的信道估計結果進行某種特定運算,得到新的信道估計結果,用于下一個符號的信令解析的信道估計。
圖中未顯示的，本發明的實施例還提供了一種前導符號的接收裝置，用于發送裝置滿足預定發送規則時，該接收裝置包括：處理判斷部，用于對處理得到的基帶信號判斷是否存在前導符號；以及定位解析部，用于確定前導符號在物理幀中位置并解析出該前導符號攜帶的信令信息。
其中，定位解析部包含：載波提取單元，用于將每個時域符號的時域主體信號進行傅里葉變換后提取出有效子載波；運算處理單元，將每個有效子載波與該時域符號的已知頻域信令集中每一頻域已知序列對應的已知子載波進行預定數學運算后反傅里葉變換，對應于每一個頻域已知序列得到一個反傅里葉結果；以及選定解析單元，每個時域符號基于以第一預定選定規則從一個或多個反傅里葉結果中所選出的反傅里葉選定結果，再將多個時域符號之間進行預定處理操作，基于所得的符號間處理結果解出信令信息。
圖中未顯示的，本發明的實施例還提供了一種前導符號的接收裝置，用于發送裝置滿足預定發送規則時，該接收裝置包括：處理判斷部，用于對處理得到的基帶信號判斷是否存在前導符號；定位解析部，用于對確定前導符號在物理幀中位置并解析出該前導符號攜帶的信令信息。
其中，定位解析部包含：載波提取單元，將每個時域符號的時域主體信號進行傅里葉變換后提取出有效子載波；運算處理單元，將每個有效子載波與該時域符號的已知頻域信令集中每一頻域已知序列對應的已知子載波以及信道估計值進行預定數學運算后反傅里葉變換，對應于每一個頻域已知序列得到一個反傅里葉結果；以及選定解析單元，每個時域符號基于以第一預定選定規則從一個或多個反傅里葉結果中所選出的反傅里葉選定結果，用于直接解出信令信息和/或利用多個時域符號之間進行預定處理操作，基于所得的符號間處理結果解出信令信息。
圖中未顯示的，本發明的實施例還提供了一種前導符號的接收裝置，用于發送裝置滿足預定發送規則時，該接收裝置包括：一種前導符號的接收裝置，適用于發送裝置滿足預定發送規則時，，其特征在于，包括：處理判斷部，用于對處理得到的基帶信號判斷是否存在前導符號；定位解析部，用于確定前導符號在物理幀中位置并解析出該前導符號攜帶的信令信息。
其中，定位解析部包含：擴展單位，用于將每個時域符號的已知頻域信令集擴展為已知頻域信令擴展集；載波提取單元，將每個時域符號的時域主體信號進行傅里葉變換后提取出有效子載波；運算處理單元，將每個有效子載波與已知頻域信令擴展集中每一頻域已知序列對應的已知子載波以及信道估計值進行預定數學運算得到運算值，再進行所有有效子載波上運算值的累加；以及選定解析單元，以第二預定選定規則從多組累加值選取出一個累加值，利用其對應的已知頻域信令擴展集的頻域已知序列，推得頻域調制頻偏值即時域循環移位所傳輸信令，并推得所對應的原始未擴展前的已知頻域信令集里的已知頻域序列，解出由頻域不同序列所傳輸的信令信息。
本實施中所提供的前導符號的生成裝置和接收裝置分別可以與上述實施例中前導符號的生成方法、接收方法所分別相對應，那么裝置中所具有的結構和技術要素可由生成方法相應轉換形成，在此省略說明不再贅述。
本發明雖然已以較佳實施例公開如上，但其并不是用來限定本發明，任何本領域技術人員在不脫離本發明的精神和范圍內，都可以利用上述揭示的方法和技術內容對本發明技術方案做出可能的變動和修改，因此，凡是未脫離本發明技術方案的內容，依據本發明的技術實質對以上實施例所作的任何簡單修改、等同變化及修飾，均屬于本發明技術方案的保護范圍。
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