從數字領域和模擬領域抑制干擾的帶內全雙工水聲通信機的制作方法
本發明屬于全雙工水聲通信領域，涉及一種從模擬領域和數字領域消除多徑干擾和本地發射干擾的水聲通信機。
背景技術：
水聲通信是監測海洋環境、探索海洋資源的重要方法。但是，在水聲通信中存在著許多的挑戰，由于聲音的傳輸速度慢，存在很大的延時，水聲信道的窄帶寬限制了水聲通信系統。在淺海領域，全雙工通信機有兩種類型的干擾，一種是來自本地傳輸的自干擾，另一種則是由于海表面和海底反射造成的多徑干擾。這些干擾會極大的影響全雙工水聲通信機的性能。
目前水聲全雙工通信主要采用了頻分多址(FDMA)和碼分多址(CDMA)兩種方式。但是實際上頻分多址方式并不是帶內全雙工通信，而是犧牲了頻譜效率以獲得時間效率，碼分多址方式由于帶寬的限制也并不能像帶內全雙工那樣提高頻譜效率。如文獻1：G.Qiao,S.Liu,Z.Sun,and F.Zhou,“Full-duplex,multi-user and parameter reconfigurable underwater acoustic communication modem,”in Proc.2013Oceans,pp.1-8.文獻2：J.Zhang,X.Ma,G.Qiao,and C.Wang,“A full-duplex based protocol for underwater acoustic communication networks,”in Proc.2013Oceans,pp.1-6。
技術實現要素：
本發明的目的在于針對現有技術的不足，提供一種從數字領域和模擬領域抑制干擾的帶內全雙工水聲通信機，從真正意義上實現帶內全雙工水聲通信。
本發明的目的是通過以下技術方案來實現的：一種從數字領域和模擬領域抑制干擾的帶內全雙工水聲通信機，包括發射單元和接收單元，所述發射單元包括依次連接的調制器、數模轉換器、功率放大器、發射換能器；所述接收單元包括依次連接的接收水聽器、低噪聲放大器、模數轉換器、解調器；
該通信機還包括在模擬域消除自干擾的衰減器、延遲器和移相器，近端發射信號依次經過衰減器、延遲器、移相器，進行幅度、時延、相位的調整后，重建自干擾信號，通過接收信號與重建自干擾信號相減，抑制自干擾信號；
進一步地，在數字領域的干擾消除，經過模擬域消除后的接收信號經過模數轉換、去循環前綴、快速傅里葉變換后得到數字頻域接收信號，然后進行自干擾信道估計，根據信道估計值和頻域發射信號得到頻域自干擾重建信號，最后在頻域接收信號中減去自干擾重建信號，得到數字自干擾抑制后的信號。
其中信號處理流程為：
模擬域重建信號：rc(t)＝ac(t)·rt(t-τc)；
模擬域自干擾抑制后的接收信號：sa(t)＝rr(t)-rc(t)；
經模擬域自干擾抑制后殘余干擾信號：sr(t)＝rc(t)-ri(t)；
數字域重建信號：
數字自干擾抑制后的信號：Dk＝R(k)-Rd(k)；
其中，ac(t)為調整衰減器的幅度因子，τc為延時器的時延，rt(t-τc)是經過時間延遲后的估計信號，rc(t)為重建自干擾信號，ri(t)為自干擾信號；為信道估計值，P為自干擾信號的單個符號OFDM功率。B(k)為自干擾信號第k個子載波的頻域發射信號。R(k)為頻域接收信號。
進一步地，采用雙核處理芯片，其具有雙核架構DSP和ARM，能夠將總工作按照雙核的各自優勢進行合理劃分，DSP負責算法運算，實現信號的調制、解調，ARM負責其他外設的控制，并且可以在空閑時休眠DSP和禁止其他外設以降低系統功耗。
本發明的有益效果是：本發明選擇在模擬領域消除干擾的方法消除干擾，近端發射信號依次經過衰減器、延遲器、移相器，進行幅度、時延、相位的調整后，重建自干擾信號，通過接收信號與重建自干擾信號相減，能夠消除一部分的自干擾。再進一步采用數字領域消除干擾，頻域接收信號作為參考信號，再利用頻域發射信號實現自干擾信號的重建，徹底消除自干擾和碼間串擾。本發明從模擬領域和數字領域消除干擾，從真正意義上實現帶內全雙工水聲通信。
附圖說明
圖1是一種現有的全雙工水聲通信機的模塊示意圖；
圖2是本發明的帶內全雙工水聲通信機的模塊示意圖；
圖3是模擬領域消除干擾的結構示意圖；
圖4是數字領域消除干擾的結構示意圖；
圖5是本發明一個實施例的帶內全雙工水聲通信機的模塊示意圖；
圖6是本發明一個實施例的數字領域消除干擾的結構示意圖
圖7是本發明一個實施例中時間反演的原理圖；
圖8是本發明一個實施例中判決反饋均衡器的原理圖。
具體實施方式
下面結合附圖及具體實施例對本發明作進一步地描述。
在水聲通信中，全雙工通信可以提高傳輸效率，但是由于遠來信號非常微弱，可能會淹沒在本地信號當中，所以需要消減本地信號的干擾。在本地發射和接收的信道是未知的，需要重構出本地干擾信號于接收信號結合以消除干擾。在使用模擬領域的干擾消除后，還需要在基帶估計殘留的自干擾信號，并重建數字信號以相互抵消。
本實施例包括發射單元和接收單元，所述發射單元包括依次連接的調制器、數模轉換器、功率放大器、發射換能器；所述接收單元包括依次連接的接收水聽器、低噪聲放大器、模數轉換器、解調器；在模擬領域采用衰減器、延遲器和移相器重建自干擾信號，通過接收信號與重建自干擾信號相減，抑制自干擾信號，在數字域，采用時間預處理模塊和判決反饋均衡器模塊對自干擾信道進行估計并重建自干擾信號和抵消自干擾。
圖1是不添加干擾消除的全雙工水聲通信模型，接收端在接收遠來信號的同時還會接收本地發射干擾信號。
圖2是本發明的模塊連接圖，從模擬領域和數字領域兩方面對干擾進行消除處理，使得帶內全雙工水聲通信機的性能更加優越。
采用雙核處理芯片OMAPL138作為核心處理器，其具有雙核架構DSP和ARM，能夠將總工作按照雙核的各自優勢進行合理劃分，DSP負責算法運算，實現信號的調制、解調，ARM負責其他外設的控制，并且可以在空閑時休眠DSP和禁止其他外設以降低系統功耗。其中調制器和解調器在DSP上實現，A/D轉換和D/A轉換在外擴電路上實現。
本發明的發送過程為：在發送端，信息數據比特在DSP上經過獨立編碼，然后對信號進行數模轉換、放大、由換能器轉換為聲音能量，在水下環境中傳輸。
本發明的接收過程為：在接收端接收信號由水聽器轉換為電信號，經過放大器、模數轉換器、DSP對接收到的聲信號進行識別解碼，從調制信號中解調出數據信息。在接收信號中還存在本地干擾信號和噪聲信號，需要對干擾信號進行消除才能解調出正確的接收信號。
圖3表示了本發明中，在模擬領域消除自干擾的說明。X(t)為調制后的信號，rt(t-τc)是經過時間延遲后的估計信號，在經過衰減器以后，與接收信號進行結合消除自干擾，ac(t)為調整衰減器的幅度因子，τc為延時器的時延，重建自干擾信號為rc(t)＝ac(t)·rt(t-τc)，由于還存在殘留干擾以及多徑干擾，所以還需要對其進行進一步的消除，本發明采用了數字領域的消除方法來實現。
圖4表示了本發明中，在數字領域消除自干擾的說明。為信道估計值，B(k)為自干擾信號第k個子載波的頻域發射信號。R(k)為頻域接收信號。數字域重建信數字自干擾抑制后的信號Dk＝R(k)-Rd(k)。
圖5表示了本發明一個實施例的帶內全雙工水聲通信機的模塊示意圖，采用時間反轉預處理和判決反饋均衡器實現對自干擾信道的估計以及自干擾信號的重建和消除。這種消除干擾的方法，充分利用了水下信道脈沖壓縮的特點，能夠同時避免自干擾和碼間串擾，采用循環結構，可以利用本地先驗信息，在某種程度上跟蹤信道變化。
圖6是本發明一個實施例的數字領域消除干擾的結構示意圖，X[k]是理想的編碼信號，y[k]為接收的基帶信號，在進行判決反饋前，對接收信號y[k]做了時間反演預處理操作。時間反演預處理的過程，首先用一個線性調頻信號做信道脈沖應答估計，估計的信道脈沖應答做時間反演處理后，由接收器作為一個有限脈沖應答濾波器進行存儲，然后再將接收的數據負載y[k]通過這個有限脈沖應答濾波器，信號能量得到集中。
在進行時間預處理進行信道估計以后，在判決反饋器中進行自干擾的重建、消除、均衡、解碼操作。由于接收器已經知道了本地傳輸的基帶副本，本發明將在判決反饋均衡器中進行干擾重建和消除，從接收信號中減去這個副本。判決反饋均衡器的前饋濾波器和反饋濾波器的系數通過最小均方算法調整。
時間反轉預處理：
反饋輸入信號：
h(t)為信道響應，h1(t)為信道脈沖應答估計的時間反演，sa(t)為經過模擬域消除干擾后的接收信號，FK為前饋濾波器輸出信號的頻域表示，h1[K]、Sa[k]分別為為h1(t)、sa(t)在頻域上的表示，s′1,k為解碼后的數據，第一次反饋輸入時，作為一個先驗信息，被發送到判決反饋均衡器的反饋濾波器開始下一次的迭代，直到算法收斂；分別為前饋系數、反饋系數、自適應濾波系數。
圖7為時間反演技術的原理，實現信號的能量聚集，A、B、C為多條路徑的轉發節點，a、b分別為發送節點和接收節點，原理如下：
hA(t),hB(t),hC(t)為傳輸函數，a(t)為發射信號，b(t)為接收函數，其頻域表示為：
b(W)＝HA(W)·a(W)+HB(W)·a(W)+HC(W)·a(W)
時間反演信號是將發射信號在時域進行重新排列后再發射出去，將信號顛倒，令X(t)變為X(-t)，時域的反演相當于頻域的共軛，所以有：
c＝b*＝(HA+HB+HC)*·a*
d＝(HA+HB+HC)·c＝(HA+HB+HC)·(HA+HB+HC)*·a*
d＝[|HA|2+|HB|2+|HC|2+HAHB*+HAHC*+HBHC*+HBHA*+HCHA*+HCHB*]·a*|HA|2+|HB|2+|HC|2為幅度增加，沒有相移，時間反演后在接收端形成聚焦，能量增強；
HAHB*則表示多路徑A引起的相位滯后和B引起的相位超前。
圖8為判決反饋器的原理圖，前饋濾波器和反饋濾波器的系數采用LMS算法調整，LMS算法原理如下：
y(n)＝sygn[yf(n)+yb(n)]
前饋濾波器抽頭系數：
反饋濾波器抽頭系數：
其中e(k)為誤差，y(k)為基帶接收信號，為判決反饋器的輸出信號，x(n)為參考信號，yf(n),yb(n)分別為前饋濾波器和反饋濾波器的輸出信號，wb(n),wf(n)分別為前饋濾波器和反饋濾波器抽頭的加權系數，分別為x(n)、y(n)的估計。
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