頻偏估計方法及裝置與流程
本申請涉及移動通信技術領域，尤其涉及一種頻偏估計方法及裝置。
背景技術：
現代移動通信追求更快的傳輸速率、更良好的傳輸質量、更高的頻譜效率以及更大的系統容量。正交頻分復用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM)為多載波傳輸方案的實現方式之一，是復雜度最低、應用最廣的一種多載波傳輸方案，由于其具有極高的頻譜效率，已經成為第四代移動多媒體通信的關鍵技術之一。但是OFDM技術對頻偏比較敏感，頻偏的產生會破壞OFDM子載波間的正交性，進而產生載波間干擾。為了抑制載波間干擾，需要在接收端對頻偏進行補償，而有效補償的前提是準確估計頻偏。
目前，相關技術的頻偏估計方法存在如下缺陷：1)頻偏估計的精度和頻偏估計的范圍無法兼顧；2)頻偏估計中很少考慮信道的影響，而實際應用中信道估計與頻偏估計兩者之間相互聯系、相互制約，信道估計在很大程度上影響著頻偏估計結果的準確性，只有同時兼顧頻偏估計和信道估計，才能夠使頻偏估計更為精確。
基于以上原因，需要一種能夠兼顧信道估計、頻偏估計范圍以及頻偏估計精確性的頻偏估計方案。
技術實現要素：
為解決現有存在的技術問題，本發明實施例提供一種頻偏估計方法及裝置。
為達到上述目的，本發明實施例的技術方案是這樣實現的：
一種頻偏估計方法，包括：
針對接收信號進行頻偏估計，得到第一頻偏估計結果；
利用所述第一頻偏估計結果對所述接收信號進行頻偏補償，并利用所述頻偏補償后的接收信號建立針對發送信號、頻偏以及信道沖擊響應的似然函數；
通過所述似然函數完成針對所述接收信號的二次頻偏估計。
其中，所述通過所述似然函數完成所述接收信號頻偏的二次估計，包括：
利用所述第一頻偏估計結果和前一幀的信道估計結果對所述似然函數求偏導，得到發送信號估計值；
利用所述第一頻偏估計結果和所述發送信號估計值對所述似然函數求偏導，得到針對當前幀信道的信道估計值；
利用所述發送信號估計值和針對當前幀信道的信道估計值對所述似然函數求偏導，并對所述第一頻偏估計結果進行修正，得到第二頻偏估計結果。
其中，所述似然函數為：
其中，r'(n)為頻偏補償后的接收信號，N(n)為加性高斯噪聲，j為虛數單位，h()、h表示信道的脈沖響應，ε表示所述第一頻偏估計結果，s、s()表示發送信號，L表示非零分量的個數，N表示當前正交頻分復用OFDM子載波的個數。
其中，利用所述發送信號估計值和針對當前幀信道的信道估計值對所述似然函數求偏導，并對所述第一頻偏估計結果進行修正，得到第二頻偏估計結果，包括：
通過下式計算得到第二頻偏估計結果：
其中，Λ表示所述似然函數，表示所述信道估計值，表示所述發送信號估計值，表示所述第二頻偏估計結果。
其中，通過下式進行所述頻偏補償：
其中，r'(n)為頻偏補償后的接收信號，r(n)表示接收信號，表示第一頻偏估計結果。
其中，針對接收信號進行頻偏估計，得到第一頻偏估計結果，包括：
通過t(n)＝r(n)·(c(n))*將接收信號r(n)與本地序列c(n)作共軛相關；
通過將所述接收信號與本地序列共軛相關的結果t(n)與其自身延時t(n+Lε)進行共軛相關；
通過得到所述第一頻偏估計結果
其中，N表示當前正交頻分復用OFDM子載波的個數，n是時間的抽樣表示，m是0到N/Lε-2之間的實數，Lε表示時延。
其中，在加性高斯白噪聲信道下，Lε設定為在32上下的預設范圍內浮動。
一種頻偏估計裝置，包括：
第一頻偏估計單元，用于針對接收信號進行頻偏估計，得到第一頻偏估計結果；
第二頻偏估計單元，用于利用所述第一頻偏估計結果對所述接收信號進行頻偏補償，利用所述頻偏補償后的接收信號建立針對發送信號、頻偏以及信道沖擊響應的似然函數，并通過所述似然函數完成針對所述接收信號的二次頻偏估計。
其中，所述第二頻偏估計單元，用于通過所述似然函數完成所述接收信號頻偏的二次估計，包括：
利用所述第一頻偏估計結果和前一幀的信道估計結果對所述似然函數求偏導，得到發送信號估計值；
利用所述第一頻偏估計結果和所述發送信號估計值對所述似然函數求偏導，得到針對當前幀信道的信道估計值；
利用所述發送信號估計值和針對當前幀信道的信道估計值對所述似然函數求偏導，并對所述第一頻偏估計結果進行修正，得到第二頻偏估計結果。
其中，第一頻偏估計單元，用于通過將時延Lε設置為較小值進行頻偏估計，得到第一頻偏估計結果。
本發明實施例提供了一種頻偏估計方法及裝置，首先通過粗估計的方式得到第一頻偏估計結果，以獲取較大的頻偏估計范圍，然后利用第一頻偏估計結果對接收信號進行頻偏補償，之后再基于該補償后的接收信號構造似然函數，不僅通過頻偏補償提高了估計精度，而且通過似然函數在頻偏估計之中考慮到了信道狀況對頻偏估計的影響，實現了對頻偏和信道的聯合估計，從而兼顧了頻偏估計的較大范圍、更高精度以及信道狀況的影響。
附圖說明
在附圖(其不一定是按比例繪制的)中，相似的附圖標記可在不同的視圖中描述相似的部件。具有不同字母后綴的相似附圖標記可表示相似部件的不同示例。附圖以示例而非限制的方式大體示出了本文中所討論的各個實施例。
圖1為本發明實施例頻偏估計方法的流程示意圖；
圖2為本發明實施例頻偏估計裝置的組成結構示意圖。
具體實施方式
本申請提供一種頻偏估計方法及裝置，采用分步估計的方式實現頻偏估計，不僅能夠兼顧頻偏估計的大范圍和高精度，而且通過對信道估計進行準確的修正并加以利用，在頻偏估計中兼顧了信道狀況的影響，實現了頻偏和信道的聯合估計。
如圖1所示，本申請提供一種頻偏估計方法，可以包括如下步驟：
步驟101，針對接收信號進行頻偏估計，得到第一頻偏估計結果；
步驟102，利用所述第一頻偏估計結果對所述接收信號進行頻偏補償，并利用所述頻偏補償后的接收信號建立針對發送信號、頻偏以及信道沖擊響應的似然函數；
步驟103，通過所述似然函數完成針對所述接收信號的二次頻偏估計。
本申請中，頻偏估計方法包含頻偏粗估計和頻偏精估計，其中，首先利用頻偏粗估計得到的第一頻偏估計結果對接收信號進行頻偏補償，然后建立關于發送信號、頻偏以及信道沖擊響應的似然函數，最后通過似然函數最終完成對頻偏的精確估計。
實際應用中，可以通過對似然函數先后針對不同變量求偏導，完成對頻偏的精確估計以及信道估計。通過對所述似然函數的每個分量求偏導來尋找合適的頻偏、信道估計值以最大化似然函數，從而完成所述二次頻偏估計。
在一些實現方式中，通過所述似然函數完成針對所述接收信號的二次頻偏估計，可以通過如下過程實現：利用所述第一頻偏估計結果和前一幀的信道估計結果對所述似然函數求偏導，得到發送信號估計值；利用所述第一頻偏估計結果和所述發送信號估計值對所述似然函數求偏導，得到針對當前幀信道的信道估計值；利用所述發送信號估計值和針對當前幀信道的信道估計值對所述似然函數求偏導，并對所述第一頻偏估計結果進行修正，得到第二頻偏估計結果。
在一些實現方式中，在步驟101中通過將時延Lε設置為較小值進行頻偏估計，得到第一頻偏估計結果。如此，通過選取較小值的Lε，可以獲取較大的頻偏估計范圍。實際應用中，時延Lε的具體取值應基于實際的信道狀況，在加性高斯白噪聲信道下，Lε可以設定為在32上下浮動。
本申請中，將頻偏精估計分三步進行，首先利用頻偏粗估計得到的第一頻偏估計結果和前一幀的信道估計結果得到發送信號估計值，然后結合第一頻偏估計結果與發送信號估計值得到針對當前幀信道的信道估計值，最后利用發送信號估計值和當前幀信道的信道估計值對頻偏進行二次修正，完成對頻偏的精確估計。這樣，可以實現對頻偏和信道的聯合估計。
本申請中，采用分步估計的方式兼顧了頻偏估計的范圍和精度。首先通過粗估計的方式得到第一頻偏估計結果，然后利用第一頻偏估計結果對接收信號進行頻偏補償，之后再基于該補償后的接收信號構造似然函數，不僅通過頻偏補償提高了估計精度，而且通過似然函數在頻偏估計之中考慮到了信道狀況對頻偏估計的影響，實現了對頻偏和信道的聯合估計。
如圖2所示，本申請還提供一種頻偏估計裝置，包括：
第一頻偏估計單元21，用于針對接收信號進行頻偏估計，得到第一頻偏估計結果；
第二頻偏估計單元22，用于利用所述第一頻偏估計結果對所述接收信號進行頻偏補償，利用所述頻偏補償后的接收信號建立針對發送信號、頻偏以及信道沖擊響應的似然函數，并通過所述似然函數完成針對所述接收信號的二次頻偏估計。
在一些實現方式中，所述第二頻偏估計單元22，用于通過所述似然函數完成所述接收信號頻偏的二次估計，可以包括：利用所述第一頻偏估計結果和前一幀的信道估計結果對所述似然函數求偏導，得到發送信號估計值；利用所述第一頻偏估計結果和所述發送信號估計值對所述似然函數求偏導，得到針對當前幀信道的信道估計值；利用所述發送信號估計值和針對當前幀信道的信道估計值對所述似然函數求偏導，并對所述第一頻偏估計結果進行修正，得到第二頻偏估計結果。
在一些實現方式中，第一頻偏估計單元21可用于通過將時延Lε設置為較小值進行頻偏估計，得到第一頻偏估計結果。如此，通過選取較小值的Lε，可以獲取較大的頻偏估計范圍。實際應用中，時延Lε的具體取值應基于實際的信道狀況，在加性高斯白噪聲信道下，可以通過第一頻偏估計單元21將Lε設定為在32上下的預設范圍內浮動，其中該預設范圍的具體取值可以通過實驗得到。
本申請的上述裝置，采用分步估計的方式兼顧了頻偏估計的范圍和精度。首先通過粗估計的方式得到第一頻偏估計結果，然后利用第一頻偏估計結果對接收信號進行頻偏補償，之后再基于該補償后的接收信號構造似然函數，不僅通過頻偏補償提高了估計精度，而且通過似然函數在頻偏估計之中考慮到了信道狀況對頻偏估計的影響，實現了對頻偏和信道的聯合估計。
下面對本申請頻偏估計方法的具體實現過程進行詳細說明。
本申請頻偏估計方法以如下系統模型為基礎：
假設N為OFDM子載波的個數，則在發送端，發送信號經過離散傅里葉逆變換之后的輸出結果如式(1)所示：
其中，s(n)表示發送信號，X(k)為發送信號的頻域表示，j為虛數單位；h＝[h(0),h(1),…,h(N-1)]T，表示多徑信道的脈沖響應，并且其中只有前L個分量非零。
當系統存在歸一化頻偏ε時，在接收端，接收信號的時域表達式如下式(2)所示：
其中，r(n)表示接收信號，N(n)為加性高斯噪聲，j為虛數單位，h(l)表示多徑信道的脈沖響應。
本申請頻偏估計方法的具體實現過程可以包括：
第一步，進行頻偏粗估計。
首先將接收信號與本地序列c(n)作共軛相關，即通過如下式(3)實現共軛相關處理。
t(n)＝r(n)·(c(n))* (3)
由于與本地序列相關已經消除了訓練序列的影響，因此可以取任意長度Lε相關進行頻偏估計，即將t(n)與自身延遲t(n+Lε)共軛相關，即執行下式(4)的處理。
其中，n是時間的抽樣表示，m是0到N/Lε-2之間的實數，Lε表示時延。
通過下式(5)得到頻偏粗估計的結果，即得到頻偏估計的第一頻偏估計結果：
為了獲得較大的頻偏估計范圍，上式中Lε應取較小的值，但是此次頻偏估計在估計精度上還有所欠缺，需要進行第二步對頻偏的精確估計。實際應用中，時延Lε的具體取值應基于實際的信道狀況，在加性高斯白噪聲信道下，可以將Lε設定為在32上下浮動。
第二步，對頻偏與信道進行聯合估計。
首先，建立發送信號、頻偏以及信道沖擊響應的似然函數，即建立下式(6)所示的函數關系。
為了增加頻偏估計的精確度，首先利用第一步得到的第一頻偏估計結果對接收信號r(n)進行頻偏補償，即執行下式(7)所示的處理：
將頻偏補償后的接收信號替換式(6)中的r(n)得到下式(8)所示的似然函數。
將頻偏與信道聯合估計的目的是尋找合適的ε、h和s，以最大化似然函數，為此可以對似然函數的每個變量求偏導，得到頻偏估計的第二頻偏估計結果，該第二頻偏估計結果即為最終的精估計結果。
其中，對似然函數的每個變量求偏導的具體步驟如下：
1)通過下式(9)得到發送信號估計值其中即為式(5)得到的第一頻偏估計結果。
假定信道慢衰落，此時信道在幀間變化緩慢，因此式(9)可以使用前一幀的信道估計結果對當前幀的信道進行近似處理。
2)利用頻偏粗估計得到的第一頻偏估計結果以及式(9)得到的發送信號估計值通過下式(10)得到針對當前幀信道的信道估計值
3)結合發送信號估計值以及信道估計值通過下式(11)和式(12)完成對頻偏的二次估計，得到頻偏估計的第二頻偏估計結果該第二頻偏估計結果即為頻偏估計的最終結果。
本申請中，針對OFDM的頻偏估計分為粗估計和精估計，粗估計的步驟兼顧了頻偏估計精度以及頻偏估計范圍，精估計的步驟采用似然函數對信道和頻偏進行聯合估計，進一步提高頻偏的估計精度。
以上所述，僅為本發明的較佳實施例而已，并非用于限定本發明的保護范圍。
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