一種循環卷積六邊形多載波傳輸方法與流程
本發明實施例涉及信號調制領域，尤其涉及一種循環卷積六邊形多載波傳輸方法。
背景技術：
在一些新的應用中，如高鐵寬帶通信移動通信、寬帶水聲通信等，由于物體的高速運動，或者是水聲信號低的傳播速度(約1500m/s)，無線信道會在頻率和時間上形成選擇性，成為所謂的雙選擇性信道。如何在雙選擇信道條件下實現高效的數據傳輸，是移動寬帶通信領域的一個研究熱點與難點。
六邊形多載波傳輸(英文名稱：Hexagonal Multicarrier Transmission，以下簡稱：HMT)技術。HMT不需要添加循環前綴，以高斯函數作為原型脈沖，直接對原型脈沖進行時移和頻率調制，得到一組非正交的調制脈沖，調制脈沖信號對應的坐標點在二維時頻平面上為六邊形網格結構，仿真結果表明HMT在雙選擇信道中傳輸的魯棒性明顯優于傳統的OFDM和LOFDM。
HMT的發送信號可以表示為
式中，dm,k表示第m個HMT符號的第k個子載波所發送的數據符號，mod(a,b)表示a對b進行取模運算，T為HMT的符號長度，F等于B/N，B為系統帶寬，N為一個HMT符號所包含的所有子載波個數，而原型高斯脈沖函數g(t)可表示為
從(1)式可以看出，HMT兩個相鄰的符號在時間上間隔T/2，而相鄰符號的子載波在頻率上彼此間隔F/2。本質上講，HMT屬于濾波器組多載波調制 技術，其調制脈沖長度通常不小于4～6個符號周期。圖2為連續12個HMT符號的第0號子載波的時域波形，具體參數為，符號長度T＝10-4s，采樣間隔Ts＝10-6s，F＝25kHz，高斯調制脈沖長度為4個HMT符號周期，即4×10-4s。
由圖3可以看出，發送12個有效HMT符號時，HMT的時域信號持續時間達到9.5×10-4s，造成的原因在于成型脈沖的長度大于HMT的符號長度，這無疑將導致頻譜效率下降，特別是當發送的HMT符號較少時。
此外，在HMT發送信號的開始和結束部分的幅值很小，接近于零，這會造成HMT信號的峰均功率比很大，降低線性功率放大器的工作效率。
技術實現要素：
本發明實施例提供一種循環卷積六邊形多載波傳輸方法，以克服上述技術問題。
本發明一種循環卷積六邊形多載波傳輸方法，包括：
根據所述子符號個數和每個所述子符號的子載波個數確定待發送數據符號的數目；
根據子載波個數、循環前綴長度和信令效率確定每個所述子符號的采樣點數，進而確定所述發送數據塊的采樣點數；
對所述每個待發送數據符號根據其所屬子符號的在時間上的位置進行移位和補零，得到長度等于所述發送數據塊長度的發送矢量；
根據所述發送數據塊長度確定高斯脈沖成型函數的采樣點數，并將所述高斯脈沖函數分別與每個所述的發送矢量進行循環卷積運算；
對所述每個循環卷積運算結果根據其對應的發送矢量所屬子符號編號和子載波號，進行頻率調制，得到攜帶所述待發送數據符號信息的脈沖信號；
對所述各個脈沖信號進行累加得到多載波信號；
根據信道的最大時延擴展為所述多載波信號添加循環前綴形成待發送基帶信號。
進一步地，所述并將所述每個待發送數據符號進行移位和補零操作，得到長度等于所述發送數據塊長度的發送矢量，包括：
將第m(m＝0,1,…,M-1)個子符號的第k(k＝0,1,…,K-1)個所述子載波所 承載的所述數據符號沿時間軸移位mN0/2個采樣點，并在其余坐標點補零，得到長度為N的發送矢量，所述N0為所述子符號的采樣點數，所述K為所述每個子符號的子載波總數，所述M為數據塊所含子符號數目，所述N＝MN0/2，為數據塊總長度；
判斷子符號的順序號m是否為奇數，若是，則進行頻率調制的第k個子載波的頻率為(k+1/2)F，若否，則進行頻率調制的第k個子載波的頻率為kF，所述F為子載波間的頻率間隔。
進一步地，所述根據所述發送數據塊長度確定高斯脈沖成型函數的采樣點數，并將所述高斯脈沖函數分別與每個所述的發送矢量進行循環卷積運算，包括：
高斯脈沖成型函數針對第m個子符號的循環移位，得到：
其中，所述gm(n)為循環移位mN0/2個采樣點后的高斯脈沖成型函數，mod(a,b)表示a對b進行取模運算，g(n)為原型高斯脈沖成型函數；
將循環移位后的高斯脈沖成型函數轉換為矢量形式，得到：
gm＝[gm(0),gm(1),…,gm(N-1)]T (2)
將所述循環移位后的高斯脈沖成型函數與發送矢量對應元素乘積，得到：
am,k＝dm,k⊙gm,m＝0,…,M-1，k＝0,…,K-1 (3)
其中，⊙表示哈達瑪積，am,k(n)為矢量am,k的第n個元素。
進一步地，所述根據子載波個數、循環前綴長度和信令效率確定每個所述子符號的采樣點數，包括：
其中，ρ為所述循環移位六邊形多載波傳輸的信令效率，NCP為循環前綴長度，所述M為數據塊所含子符號數目，K為所述每個子符號的子載波總數。
本發明采用了循環卷積使得循環卷積六邊形多載波傳輸可以獲得比HMT更短的發送時間，同時降低了峰均功率比，具有很好的抵抗雙選擇信道的能力。
附圖說明
為了更清楚地說明本發明實施例或現有技術中的技術方案，下面將對實施例或現有技術描述中所需要使用的附圖作一簡單地介紹，顯而易見地，下面描述中的附圖是本發明的一些實施例，對于本領域普通技術人員來講，在不付出創造性勞動性的前提下，還可以根據這些附圖獲得其他的附圖。
圖1為本發明循環移位六邊形多載波傳輸方法流程圖；
圖2為現有技術HMT連續12個子符號的第0號子載波實部的時域波形圖；
圖3為本發明經過移位與補零后各數據符號在時間軸上的位置示意圖；
圖4為本發明循環移位六邊形多載波傳輸過程示意圖；
圖5為本發明包含12個子符號的CHMT信號中第0號子載波的時域波形圖；
圖6為四種調制方式的CCDF曲線對比圖；
圖7為OFDM與CHMT誤碼率隨信道彌散積τfd的變化情況。
具體實施方式
為使本發明實施例的目的、技術方案和優點更加清楚，下面將結合本發明實施例中的附圖，對本發明實施例中的技術方案進行清楚、完整地描述，顯然，所描述的實施例是本發明一部分實施例，而不是全部的實施例。基于本發明中的實施例，本領域普通技術人員在沒有作出創造性勞動前提下所獲得的所有其他實施例，都屬于本發明保護的范圍。
圖1為本發明一種循環卷積六邊形多載波傳輸方法流程圖，如圖1所示，本實施例的方法可以包括：
步驟101、根據所述子符號個數和每個所述子符號的子載波個數確定待發送數據符號的數目；
步驟102、根據子載波個數、循環前綴長度和信令效率要求確定每個所述子符號的采樣點數，進而確定所述發送數據塊的采樣點數；
步驟103、對所述每個待發送數據符號根據其所屬子符號的在時間上的 位置進行移位和補零，得到長度等于所述發送數據塊長度的發送矢量；
具體來說，循環卷積六邊形多載波傳輸(英文名稱：Circular-convolution Hexagonal Multicarrier Transmission，以下簡稱：CHMT)是一種多載波傳輸技術，每一子載波均使用高斯脈沖成型濾波器進行加窗處理，因此，CHMT的子載波之間是非正交的。CHMT采用數據塊方式發送數據，設一個CHMT符號由M個子符號構成，每個子符號的子載波數為K本實施例中信道帶寬為B Hz，則子載波間隔F為B/KHz，基帶信號采樣頻率Ts為1/B秒，每個子符號的時間長度T為N0Ts秒，N0取偶數，令N＝MN0/2，N為CHMT數據塊的有效長度。N0是根據子載波個數、循環前綴長度和信令效率確定的，CHMT的信令效率計算公式如下：
其中，ρ為所述循環移位六邊形多載波傳輸的信令效率，NCP為循環前綴長度。由(X)式可得：
接下來，由正交幅度調制(以下簡稱：QAM)映射得到的MK個數據符號s0,…,sMK-1經過串并轉換產生需要在第m個子符號的第k子載波上傳輸的數據sm,k，m＝0,…,M-1，k＝0,…,K-1。在時域按照采樣間隔Ts對sm,k進行移位和補零，得到長度為N的發送矢量dm,k，即
其中，[·]T表示轉置，而發送矢量dm,k可進一步表示為：
dm,k＝[dm,k(0),dm,k(1),…,dm,k(N-1)]T (4)
由(3)式可知：
此時，dm,k在時間軸上的位置如圖3所示，相鄰子符號之間存在N0Ts/2的時間間隔。
步驟104、根據所述發送數據塊長度確定高斯脈沖函數的采樣點數，并將所述高斯脈沖函數分別與每個所述的發送矢量進行循環卷積運算；
步驟105、對所述每個循環卷積運算結果根據其對應的發送矢量所屬子符號編號和子載波號，進行頻率調制，得到攜帶所述待發送數據符號信息的脈沖信號；
進一步地，所述并將所述每個待發送數據符號進行移位和補零操作，得到長度等于所述發送數據塊長度的發送矢量，包括：
將第m(m＝0,1,…,M-1)個子符號的第k(k＝0,1,…,K-1)個所述子載波所承載的所述數據符號沿時間軸移位mN0/2個采樣點，并在其余坐標點補零，得到長度為N的發送矢量，所述N0為所述子符號的采樣點數，所述K為所述子載波的總數，所述M為數據塊所含子符號數目，所述N＝MN0/2，為數據塊總長度；
判斷子符號的順序號m是否為奇數，若是，則進行頻率調制的第k個子載波的頻率為(k+1/2)F，若否，則進行頻率調制的第k個子載波的頻率為kF，所述F為子載波間的頻率間隔。
進一步地，所述根據所述發送數據塊長度確定高斯脈沖成型函數的采樣點數，并將所述高斯脈沖函數分別與每個所述的發送矢量進行循環卷積運算，包括：
原型高斯脈沖成型函數針對第m個子符號的循環移位，得到：
其中，所述gm(n)為循環移位后的高斯脈沖成型函數，mod(a,b)表示a對b進行取模運算，g為原型高斯脈沖成型函數；
將循環移位后的高斯脈沖成型函數轉換為矢量形式，得到：
gm＝[gm(0),gm(1),…,gm(N-1)]T (7)
將所述循環移位后的高斯脈沖成型函數與發送矢量對應元素乘積，得到：
am,k＝dm,k⊙gm,m＝0,…,M-1，k＝0,…,K-1 (8)
其中，⊙表示哈達瑪積，am,k(n)為矢量am,k的第n個元素。
具體來說，原型高斯脈沖成型函數g(n)可以表示為：
其中，g(n)的σ參數需要根據雙選擇信道的散射函數來確定。g(n)可以表示為矢量形式：
g＝[g(0),g(1),…,g(N-1)]T (10)
發送矢量dm,k與原型高斯脈沖成型函數g的N點循環卷積為：
其中，表示循環卷積。(8)式還可以表示為發送矢量dm,k與經過循環移位處理的高斯脈沖成型函數的哈達瑪積(Hadamard product)形式。高斯脈沖成型函數針對第m個子符號的循環移位操作可以表示為：
其中，mod(a,b)表示a對b進行取模運算。gm(n)同樣可以表示為矢量形式，即：
gm＝[gm(0),gm(1),…,gm(N-1)]T (13)
此時，(8)式可以表示為：
am,k＝dm,k⊙gm,m＝0,…,M-1，k＝0,…,K-1 (14)
即，
am,k(n)＝dm,k(n)×gm(n) (15)
這里，⊙表示哈達瑪積，am,k(n)為矢量am,k的第n個元素。
接下來，將am,k調制到與其對應的第k號子載波上，得到攜帶數據符號信息的基帶脈沖信號，即，
步驟106、對所述各個基帶脈沖信號進行累加得到基帶多載波信號；
具體來說，圖4為CHMT調制過程示意圖。圖中δ(n)為克羅內克(以下簡稱，Kronecker delta)函數，可以表示為
對調制到各子載波上的數據在時域進行累加，從而產生時域序列x(0),…,x(N-1)，其時間長度為NTs秒，即，
步驟107、根據信道的最大時延擴展為所述多載波信號添加循環前綴形成待發送基帶信號。
具體來說，為了消除多徑信道造成的相鄰數據塊之間的干擾，對基帶信號x(n)添加循環前綴，取循環前綴的長度為NCP，NCP≥Lp，Lp為多徑信道脈沖響應函數的長度。添加循環前綴后的信號為
其中，0為NCP×(N-NCP)階零矩陣，Im為m階單位矩陣，而和x可分別表示為
x＝[x(0),…,x(N-1)]T (21)
圖5為包含12個子符號的CHMT信號中第0號子載波的時域波形，具體參數與上述HMT相同。對比圖5與圖2可以看出，由于采用了循環卷積使得CHMT可以獲得比HMT更短的發送時間。
圖6為OFDM、HMT和CHMT三種種調制方式在使用QPSK映射且具有相同信令效率的情況下互補累積分布函數(Complementary Cumulative Distribution Function，CCDF)曲線，仿真中系統帶寬為1MHz，子載波數為256，HMT和CHMT符號均包含10個子符號。從圖中可以看出，OFDM相比其他兩種調制方式具有最低的峰均功率比特性，CHMT比OFDM相差了1dB，這主要是由于GFDM與CHMT采用了加窗處理所造成的。由于HMT在調制過程中數據符號與高斯脈沖成型濾波器進行線性卷積，這會造成HMT時域信號的在開始和結束部分一定長度時間范圍內接近于零值，如圖2所示， 使得HMT的峰均功率比在上述三種調制方式中最大，CHMT的峰均功率比特性顯著優于HMT。
圖7為OFDM和CHMT在使用QPSK映射且具有相同信令效率的情況下誤碼率隨信道彌散積τfd的變化情況，這里τ為信道的最大時延擴展，fd為信道的最大多普勒頻移。系統帶寬1MHz，信令效率ρ取0.8，子載波數為256。為了觀察彌散信道對通信系統的影響，仿真中沒有考慮加性高斯白噪聲，且假設接收方具有完美信道狀態信息，并將子載波間干擾和子符號間干擾視為噪聲。彌散信道為5徑多徑信道，每徑的時延分別為0us、8us、16us、24us、32us，每徑的復增益分別利用Clarke/Gans模型產生，模為1。CHMT的數據塊由8個子符號和相應的循環前綴構成，CHMT和OFDM的循環前綴長度均大于信道的時延擴展，仿真中二者的循環前綴長度都取為64。由圖7可以看出，OFDM在τfd取值小于0.029時誤碼率性能優于CHMT，但是在τfd取值大于0.029后，CHMT的誤碼率性能優于OFDM。特別是，CHMT的誤碼率性能對信道的彌散積τfd的變化不敏感，說明CHMT具有很好的抵抗雙選擇信道的能力。
綜上所述，本發明采用了循環卷積使得CHMT可以獲得比HMT更短的發送時間，同時降低了峰均功率比，具有很好的抵抗雙選擇信道的能力。
最后應說明的是：以上各實施例僅用以說明本發明的技術方案，而非對其限制；盡管參照前述各實施例對本發明進行了詳細的說明，本領域的普通技術人員應當理解：其依然可以對前述各實施例所記載的技術方案進行修改，或者對其中部分或者全部技術特征進行等同替換；而這些修改或者替換，并不使相應技術方案的本質脫離本發明各實施例技術方案的范圍。
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