光載波的信號的大帶寬射頻譜的實時測量方法及系統與流程

本發明涉及光電探測技術領域，特別涉及光載波的信號的大帶寬射頻譜的實時測量。

背景技術：

射頻譜是指電磁場的強度包絡的傅里葉譜，光也是一種電磁波，可以當做一種載波，具有帶寬大、抗電磁干擾等優點。隨著光通信技術和微波光子學技術等技術迅速發展，光載波的射頻譜測量已被廣泛地運用在了光通信的信號質量監測、無線電通信、雷達系統、電子集成芯片等科學研究中。這些科研研究中，通常是將待探測的信息通過一定方式加載在光載波的大帶寬的射頻譜上，因此光載波的大帶寬射頻譜的精確測量是這些應用的基礎。目前，有很多測量精度高的方案都可在一定程度上實現光載波的信號的大帶寬射頻譜測量，主要分為兩類方法。第一類是基于電學領域的電子測量技術方案，其中比較典型的方案是掃頻調諧式和快速傅里葉變化式。這兩種方法都是通過將光載波信號通過光電探測器轉換為電信號后通過電域上成熟的電學處理技術來測量其射頻譜信息。這種方法基于較為成熟的電子技術，其測量分辨率較高。但其可測量的射頻譜寬受限于光電探測器帶寬的限制，一般在100GHz以下，此外受限于電子信號處理速率，其實時測量速率有限。因此這類方案不適用于待測信號射頻譜較寬(>100GHz)的場合，也不適用于需要實時測量射頻譜的超快動態變化的場合。第二類是基于非線性效應的全光域的射頻譜測量方案。其通過交叉相位調制等非線性效應，將待測光載波信號的射頻譜轉換到探測光的光譜上，然后通過光譜儀來直接讀取其射頻譜信息。這種方法因為利用超快的非線性效應，避免了光電探測器的轉換帶寬限制，能測量較大帶寬的射頻譜，目前已有報道可測量高達2.5THz的帶寬。但由于采用光譜儀直接讀取射頻譜信息，其分辨率受限于光譜儀分辨率，常見的衍射光柵光譜儀分辨率為0.02nm時其對應的射頻譜分辨率為2.5GHz。此外受限于光譜儀的掃描速率，其射頻譜探測的速率較慢，在MHz量級以下，故其不適用于需要實時測量射頻譜的超快動態變化的場合。通過對現有技術的分析，可以發現當前技術能較好適用于光載波的大帶寬射頻譜變化較慢的領域，但光載波的信號的大帶寬射頻譜的較快動態變化這個領域卻能力極為有限，這需要該測量系統具有實時測量的功能。

因此，需要研究一種光載波的信號的大帶寬射頻譜的實時測量系統，它不僅要完成大帶寬射頻譜的測量，而且要能實時測量該射頻譜超快動態變化，以緩解現有技術在這種場合下能力極為有限的現狀。此外該系統還需結構簡單，適用范圍較廣等優點。

技術實現要素：

本發明所要解決的技術問題是提出能實現光載波的信號的大帶寬射頻譜的實時測量的方法和系統，以緩解現有技術在該應用領域內能力極為有限的現狀。

為解決上述技術問題，本發明首先提出了一種光載波的信號的大帶寬射頻譜的實時測量方法，包括以下步驟：

連續激光器輸出的連續光，經過第一偏振控制器后與待測的光載波的大帶寬射頻的信號經過第一光耦合器耦合后一起輸入到第一非線性器件中發生交叉相位調制；

將第一非線性器件中輸出的混合信號經過第一光濾波器將連續光附近的光譜濾取出來，并進入第一光放大器進行功率放大后成為下一步的輸入信號；

超短脈沖源輸出的超短脈沖經過第一大色散單元進行時域展開，形成掃頻光源，偏振控制器控制掃頻光源的偏振態，使其與濾取的連續光的偏振態一致；

濾取的連續光與掃頻光源進入第二光耦合器進行耦合后輸入到第二非線性器件中進行簡并四波混頻后生成閑頻光，將閑頻光經過第二光濾波器濾取；

所述第二光濾波器濾取出的閑頻光經過第二大色散單元，第二大色散單元的色散量是第一大色散單元的色散量的負二分之一時，閑頻光經過第二大色散單元后輸出的時域波形形狀與待測輸入大帶寬信號的射頻譜成一定的比例；

第二大色散單元輸出后的時域信號經光探測器探測，將光信號轉變為電信號后進行實時采樣得到幅度信息，其輸出的幅度信息和待測大帶寬的信號的射頻譜是成比例的。

本發明同時提供一種光載波的信號的大帶寬射頻譜的實時測量系統，包括連續光源，第一偏振控制器，第一光耦合器，第一非線性器件，第一光濾波器，第一光放大器，超短脈沖源，第一大色散單元，第二偏振控制器，第二光耦合器，第二非線性器件，第二光濾波器，第二大色散單元，第二光放大器，光探測器，實時示波器；

所述連續光源，用于與待測信號發生交叉相位調制；

所述第一偏振控制器，用于控制連續光的偏振態與待測信號偏振態一致，使交叉相位調制最強；

所述第一光耦合器，用于將連續光和待測光信號按一定功率比例耦合到一個支路中；

所述第一非線性器件，用于發生交叉相位調制，可通過器件設計使交叉相位效應最優；

所述第一光濾波器，將交叉相位調制后的連續光光譜濾取出來；

所述第一光放大器，將光按功率進行一定比例的放大；

所述超短脈沖源，用于產生帶寬較大的超短脈沖；

所述第一大色散單元，用于將超短脈沖進行時域拉伸形成掃頻光源；

所述第二偏振控制器，用于控制掃頻光源的偏振態與濾取出的連續光偏振態一致，使四波混頻效應最優；

所述第二光耦合器，用于將濾取出的連續光和掃頻光源按一定功率比例耦合到一個支路中；

所述第二非線性器件，用于發生四波混頻效應，可通過器件設計使四波混頻效應最優；

所述第二光濾波器，將四波混頻生成的閑頻光的光譜濾取出來；

所述第二大色散單元，其色散量是第一大色散單元的色散量的負二分之一，其輸出的光時域波形與輸入信號的射頻譜成比例；

所述第二光放大器，將光按功率進行一定比例的放大；

所述光探測器，將探測的光信號轉換成模擬電信號；

所述實時示波器用于對光探測器輸出電流進行采樣和量化后轉換為數字信號。

優選的，所述第一大色散單元或第二大色散單元選用光纖、布拉格啁啾光柵、多模波導、或波分復用器實現。

同樣優選的，所述第一、第二非線性器件單元分別選用高非線性光纖、二氧化硅波導、硅基波導、氮化硅波導或高非線性的有機物集成器件實現。

同樣優選的，所述第一、第二非線性器件單元，第一、第二大色散單元均在芯片上集成實現。

同樣優選的，所述光探測器為高速光探測器。

同樣優選的，所述實時示波器為實時采樣模式。

本發明能完成光載波的信號的大帶寬射頻譜的超快動態變化這個應用領域內的實時測量，以緩解現有技術在這領域內能力極為有限的現狀。該發明直接時域上探測待測信號的射頻譜信息，將射頻譜測量過程轉換到時域波形的測量，避免使用復雜的電學射頻譜探測系統，具有測量帶寬大且能實時測量的優點，其適用范圍廣，結構簡單的優點。

附圖說明

下面結合附圖和具體實施方式對本發明的技術方案作進一步具體說明。

圖1為本發明具體實施的實時全光場測量的系統結構示意圖。

圖2為測試該系統的余弦信號的時域波形圖。

圖3為測試該系統的余弦信號的射頻域波形圖。

圖4為交叉相位調制后連續光附近的光譜和濾波后的光譜圖。

圖5為最后該系統經實時示波器后采樣得到的時域波形圖。

圖6(a)為測試該系統帶寬時所用的不同射頻頻率信號的射頻譜。

圖6(b)為與測試用射頻信號對應的輸出時域波形圖。

圖7(a)為測試該系統的射頻分辨率時所采用信號波形圖，其射頻譜由兩個頻率相差不大的射頻信號組成。

圖7(b)為該系統對應測試信號輸出的時域波形圖。

圖8為測試該系統的射頻功率工作范圍圖。

具體實施方式

如圖1所示的大帶寬的信號的全光實時測量射頻譜系統，包括：連續激光器1，第一偏振控制器2，第一光耦合器3，第一非線性器件4，第一光濾波器5，第一光放大器6，超短脈沖源7，第一大色散單元8，第二偏振控制器9，第二光耦合器10，第二非線性器件11，第二光濾波器12，第二大色散單元13，第二光放大器14，光探測器15，實時示波器16。第一大色散單元或第二大色散單元可以選用光纖、布拉格啁啾光柵、多模波導、或波分復用器實現。

第一、第二非線性器件單元分別選用高非線性光纖、二氧化硅波導、硅基波導、氮化硅波導或高非線性的有機物集成器件實現。第一、第二非線性器件單元，第一、第二大色散單元均在芯片上集成實現。光探測器為高速光探測器。實時示波器為實時采樣模式。

表1是該系統一種實施例的主要器件的主要參數，該器件可以換成具有相同功能的其他材料器件。

表1

本發明具體實施的光載波的信號的大帶寬射頻譜的實時測量方法，具體包括如下步驟：

1)連續激光器1輸出的連續光，經過第一偏振控制器2后與待測的大帶寬信號經過第一光耦合器3耦合后一起輸入到第一非線性器件4中發生交叉相位調制。

2)將第一非線性器件4中輸出的混合信號經過第一光濾波器5將連續光附近的光譜濾取出來，并進入第一光放大器6進行功率放大后成為下一步的輸入信號。

3)超短脈沖源7輸出的超短脈沖經過第一大色散單元8進行時域展開，形成掃頻光源，第二偏振控制器9用來控制掃頻光源的偏振態，使其和濾取的連續光的偏振態一致。

4)濾取的連續光與掃頻光源進入第二光耦合器10進行耦合后輸入到第二非線性器件11中進行四波混頻效應生成閑頻光。將混合光經過后置的第二光濾波器12濾取出生成的閑頻光。

5)閑頻光經過第二大色散單元13，其色散量是第一大色散單元8的色散量的負二分之一時，閑頻光經過第二大色散單元13后輸出的時域脈沖形狀與待測輸入大帶寬信號的射頻譜成一定的比例。

6)第二大色散單元13輸出后的時域信號經光探測器15探測，將光信號轉變為電信號后進行實時采樣得到幅度信息，其輸出的幅度信息和待測大帶寬的信號的射頻譜是成比例的。

如圖2、圖3可以看出使用測試該系統測量能力的是余弦信號，其射頻頻率為200GHz，已經遠超出了當前電光探測器的帶寬(最高為100GHz)，其射頻譜是基于常規電子射頻譜技術所不能測量的。如圖4所示，交叉相位調制將待測光載波信號的200GHz射頻轉移到了載波為連續光1540.5nm處的光譜上，其經過第一光濾波器濾取出來的單邊光譜是與待測信號的射頻信號相同，同為200GHz，幅度相差個常數。如圖5所示，可以看出通過40GHz高速光電探測器和實時示波器取樣后的時域波形是與待測信號的200GHz的射頻信號成一定比例，也即可以在時域上實時測量出該待測信號的射頻信號。

如圖6(a)可以看出通過將輸入光載波的待測信號調諧為不同射頻頻率的余弦信號，通過該大帶寬實時測量射頻譜系統后輸出的時域波形響應來測試該系統可測量射頻帶寬。可以看到對射頻信號從10GHz，100GHz、200GHz、300GHz、400GHz、500GHz、600GHz進行掃頻，其輸入幅度是均等的。如圖6(b)可以看出，其輸出的時域波形并不是等高的，而是呈現出一種中間高兩邊低的趨勢，這主要是與四波混頻仿真所選取的高非線性光纖參數有關，其四波混頻帶寬為5nm，正好對應于光譜上帶寬為600GHz。如果采用硅基波導等優化設計過后的非線性器件單元，其四波混頻帶寬可達140nm以上，就不會存在這種帶寬限制帶來的時域形狀響應不等的情況。按照射頻譜測量中最常見的3dB帶寬定義：當測量值降到最高值的二分之一時對應的頻率為其3dB帶寬。可以看到該系統可以測量高達600GHz的射頻譜帶寬。此外，從時間尺度上來看，600GHz的頻譜信號所占用的時域寬度為10ns，也即該測量系統可以實時測量幀頻速率可高達100MHz。

如圖7(a)可以看出通過將由射頻頻率為300GHz和301.5GHz組成的待測信號輸入該系統來測試其射頻頻率分辨率。可以看到在待測信號的射頻譜上這兩個射頻頻率是清晰可分辨的。如圖7(b)可以看出，通過該系統后其時域波形中間值為最高值的3dB的兩個脈沖形狀。按照類似瑞利判據，當兩脈沖峰值與其交疊處的谷值處相差為3dB時認為這兩個脈沖在時域上是清晰可分辨的。可以認為這兩個射頻信號所形成的時域脈沖是基本可以分辨的，因此，可以定義為該系統的射頻分辨率為1.5GHz，其主要是受限于高速光電探測器和實時示波器的帶寬限制，當采用目前最先進的實時示波器系統時，其分辨率可以進一步增強。

如圖8可以看出，通過將輸入信號的射頻功率由-54dBm掃描到-5dBm時，通過測量系統輸出脈沖形狀的峰值功率與輸入射頻功率的線性關系來測量該系統可以工作的射頻功率范圍。為了顯示在整個帶寬內的動態范圍，分別測試了射頻頻率為10GHz、300GHz、600GHz的余弦信號。可以看出，在-55dBm到-13dBm區間內，輸出信號功率與輸入信號功率成優良的線性關系，這說明該系統在此功率區間內可以成功工作。且300GHz信號在該輸入功率區間內與10GHz、600GHz信號的輸出功率基本差在3dB左右，這說明在此輸入功率區間內，該系統的工作帶寬都在高達600GHz的范圍內。而輸入射頻功率在-13dBm到-5dBm區間內，輸出功率與輸入功率并不成線性關系，這說明該輸入射頻功率區間內該系統是失真的，是無法正常工作的。這主要是由該系統原理上引入的限制，其在交叉相位調制時要求輸入的待測信號功率要小于一定閾值，當超過該閾值時其交叉相位調制后的光譜與該信號的射頻譜并不能近似。因此可以看到該系統對輸入射頻功率范圍由-55dBm到-13dBm的區間內都是可以正常工作的，其動態范圍有38dB。但在實際中其還與所選取光電探測器、光放大器等參數有關。

最后所應說明的是，以上具體實施方式僅用以說明本發明的技術方案而非限制，盡管參照常見器件參數實施示例對本發明進行了詳細說明，本領域的普通技術人員應當理解，可以對本發明的技術方案中器件進行修改或者等同替換，如將非線性器件單元由高非線性光纖替換成優化設計過的硅基波導，如將大色散光纖替換為優化設計過的具有大色散的布拉格光柵等，可以得到更優的可測量帶寬、可集成化和小型化等，但其不脫離本發明技術方案的精神和范圍，其均應涵蓋在本發明的權利要求范圍當中。