一種適用于DTMB外輻射源雷達參考信號重構的匹配追蹤信道估計方法與流程

本發明屬于無源雷達
技術領域：
和通信
技術領域：
，尤其是涉及一種當雷達接收端對信號進行非整數倍過采樣時，基于多載波地面數字電視外輻射源雷達參考信號重構中的信道估計方法。
背景技術：
：近年來隨著數字電視信號(數字視頻廣播DVB-T，中國移動多媒體廣播CMMB，數字地面多媒體廣播DTMB)的日益普及，基于數字電視信號的外輻射源雷達已成為研究熱點。數字電視地面多媒體廣播(DTMB)是具有中國獨立自主知識產權的數字電視信號傳輸標準，國內多家單位開展了基于DTMB信號的外輻射源雷達研究。外輻射源雷達通過目標回波信號和參考信號的匹配濾波來提取目標的速度和距離信息，參考信號提純是獲取目標信息的關鍵技術之一。DTMB創新性地采用了時域同步正交頻分復用(TDS-OFDM)調制技術，可結合OFDM波形信號優良的抗多徑性能，通過重構方式獲取純凈的參考信號。參考信號重構的一般流程是：首先對接收信號進行同步、信道估計和均衡、解交織映射、譯碼糾錯等獲得純凈的碼流，再重復發射端的編碼和調制過程得到提純后的參考信號。同步的主要任務是獲取信號的幀起點，估計并補償收發端載波的頻率漂移和接收端的采樣誤差，但同步過程不是一個完備的過程，殘余的定時偏差和載波頻率偏差會使接收信號產生相位旋轉，增加了信號解調的誤碼率，降低了重構信號的準確性。其中信道估計和均衡是糾正殘余的偏差以保證信號正確接收的重要手段。信號在傳輸過程中會受到嚴重的多徑干擾和噪聲干擾，使接收的信號產生時延擴展和頻域選擇性衰落，良好的信道估計可以跟蹤信道響應的變化，并通過均衡處理實現數據的有效恢復。因此，研究性能良好、魯棒性高的DTMB信道估計算法是提高參考信號重構質量的關鍵。DTMB信號包括單載波和多載波兩種調制模式，本發明主要討論基于OFDM結構的多載波方案，其頻譜利用率高，同時具有出色的抗多徑性能，該模式在每個OFDM符號的保護間隔中插入偽隨機序列(PN)，PN序列可同時用于系統同步、載波頻率跟蹤、信道估計等。在萬顯榮、王俊芳的論文(ReconstructionofreferencesignalforDTMBbasedpassiveradarsystems[C].2011IEEECIEInternationalConferenceonRadar,Chengdu,China,Oct.24-27,2011:165-168)所描述的DTMB外輻射源參考信號重構方法中，其信道估計是利用多載波模式下幀頭PN序列的自身良好的相關性，將接收的數據和本地數據做循環相關，并消除循環頭帶來的干擾；DTMB系統也可將PN序列作為時域導頻序列，采用頻域相除的方法得到信道的脈沖響應，算法實現復雜度較低，但估計性能不高，容易受噪聲的影響。目前，DTMB信道估計算法的研究主要有兩個方向：一是有效消除PN自相關特性不理想帶來的旁瓣干擾，二是提高信號在長時延和時變信道下的估計性能，但是這些算法均是基于基帶符號率的DTMB數據。在外輻射源雷達系統中，由于采樣速率受到一定的限制，雷達接收到的信號采樣速率并不一定是符號速率的整數倍，此時PN序列不再具有良好的自相關性，存在著數據間干擾，這使得已有的基于PN相關特性的信道估計算法已不能很好的適用。技術實現要素：針對
背景技術：
中存在的問題，本發明的目的在于提供一種可以工作在接收端基帶采樣速率是信號符號速率非整數倍時，基于多載波地面數字電視外輻射源雷達參考信號重構中的信道估計方法。為解決上述技術問題，本發明的技術方案如下：一種適用于DTMB外輻射源雷達參考信號重構的匹配追蹤信道估計方法，包含以下步驟：步驟1：根據接收系統的基帶采樣速率，確定每幀DTMB信號接收的采樣點數，將接收的信號分為PN幀頭和幀體數據分別存儲；步驟2：根據接收的PN幀頭信息生成對應的本地PN序列；步驟3：由本地PN序列構造發送的訓練矩陣，并從接收的幀頭PN數據中截取所需序列，構建信號傳輸模型；步驟4：根據信號傳輸模型，采用正交匹配追蹤算法估計出多個大幅度信道響應CIR，然后用匹配追蹤算法檢測出小幅度的CIR，最后將兩部分檢測結果合并。進一步的，步驟1中接收的第k幀信號可表示為其中x[n]為發送端組幀后的數字信號，ωc為基帶脈沖成型濾波器的截止頻率，Ts為信號符號周期(1/7.56μs)，Ts'為接收系統基帶采樣間隔，NC為基帶符號率的DTMB信號幀長度，則接收的第k幀信號數據長度為進一步的，步驟2所述的根據接收的PN幀頭信息生成對應的本地PN序列的具體方法是：將符號速率的PN幀頭序列做NPN點傅里葉變換，在高頻部分填零擴充至NDTs/Ts'位，對填零擴充后的序列進行傅里葉逆變換，根據接收端采樣速率和符號速率的關系，補償移位偏差，并以ND/NPN為間隔進行下抽樣，即可得到對應Ts'采樣間隔的本地PN序列，其中NPN，ND分別為DTMB信號的幀頭和幀體部分長度，則ND＝3780，且在PN420幀頭模式下，NPN＝420，PN945幀頭模式下，NPN＝945。進一步的，步驟3所述的截取PN數據序列具體方法是：從接收到的PN幀頭序列中截取位于后端不受前幀數據塊干擾的多個點，并緩存。進一步的，步驟4構建的信號傳輸的一般模型可表示為r＝S*h+w(式貳)其中，觀測向量r是從接收的PN幀頭中截取所需序列構成的接收信號矢量，長度為M，觀測矩陣S是由本地PN序列構造的訓練矩陣，大小為M*N，N為信道響應長度，滿足N≤LPN-M+1，LPN為對應的本地PN序列長度，h是長為N的信道時域沖激響應，w可表示長為M的獨立同分布的高斯噪聲。進一步的，步驟4所述的基于匹配追蹤思想進行信道估計的具體過程如下：1)設置大幅度CIR的數量K，迭代終止門限ε，bk，Ωk，Λk分別表示第k次迭代后的殘差，原子集和索引集；2)初始化殘差b0＝r，迭代次數k＝1，原子集索引集3)尋找匹配向量其中Sj為訓練矩陣的第j+1列；4)更新原子集和索引集5)如果k≤K，則由最小二乘思想更新索引集對應的信道抽頭系數如果k>K，則更新此次迭代獲取的匹配向量對應的信道抽頭系數其中，表示的共軛轉置；合并檢測結果6)更新殘差如果||bk||2≤ε，則跳出迭代，否則k＝k+1，返回3)。與現有技術相比，本發明具有以下有益效果：a)相比于廣泛采用的時域循環相關算法和最小二乘算法，本發明的信道估計方法不僅適用于基帶符號率的DTMB數據，同樣適用于采樣速率是符號速率非整數倍的DTMB外輻射源雷達信號，具有更好的頻率適應性。b)相比于匹配追蹤算法，本發明的信道估計方法具有更快的收斂速度，估計精度更高。c)相比于正交匹配追蹤算法，本發明的信道估計方法降低了矩陣求逆次數，顯著縮短了運算時間，同時避免了在雷達接收系統非整數倍過采樣時，因門限設置不合理，基于最小二乘思想更新信道估計值時可能引入的廣義逆運算，魯棒性更高。附圖說明圖1是本發明所提信道估計方法的具體流程。圖2是PN420模式的幀結構圖。圖3是不同信道估計方法的誤碼性能仿真圖。圖4是本發明實施例在多種信道下的誤碼性能仿真圖，同時以相同環境下，匹配追蹤算法的誤碼性能作為參照。圖5是本發明實施例在巴西B信道，信噪比為20dB時，不同迭代終止門限下的誤碼性能仿真圖，同時以相同情形下，正交匹配追蹤算法的誤碼性能作為參照。圖6是本發明實施例在DTMB外輻射源雷達外場實驗中，實測信號解調星座圖。圖7是本發明實施例在DTMB外輻射源雷達外場實驗中，實測目標的相關結果。具體實施說明本發明將通過例子并參照附圖的方式說明，以4QAM調制下的PN420模式的DTMB信號為實施例對本發明進行詳細說明，接收系統基帶采樣率為10MHz。當然，接收系統的基帶采樣速率可以為不小于信號符號速率(7.56MHz)的其他數值，同時本發明對于PN945模式同樣適用，只是部分參數做相應調整而已。本發明的實現流程如圖1，其具體實現步驟如下：步驟1，如圖2所示，PN420模式的幀結構中共有NC＝4200個符號，其中幀體部分的子載波數ND＝3780。令Ts為DTMB信號符號周期(1/7.56μs)，系統接收端采樣間隔為Ts'＝1/10μs，x[n]為發送端組幀后的數字信號，則通過截止頻率為ωc的理想低通濾波器脈沖成形后的信號為s(t)=ωcTsπΣn=-∞∞x[n]sin(ωc(t-nTs))[ωc(t-nTs)]---(1)]]>接收端采樣后的第k幀信號可表示為s(pTs′)=ωcTsπΣn=0NC-1x[n]sin(ωc(pTs′-nTs))[ωc(pTs′-nTs)]p=0,1,2,...,[(k+1)NCTs/Ts′+12]-[kNCTs/Ts′+12]-1---(2)]]>接收端接收的第k幀信號數據長度為NC′=[(k+1)NCTs/Ts′+12]-[kNCTs/Ts′+12]---(3)]]>代入運算可得接收的第1幀信號數據長度為5556，第2幀信號數據長度為5555,……。此時幀體部分對應的數據長度為N'D＝NDTs/Ts'＝5000。因此，可以將接收的幀信號按照數據長度關系分為幀頭部分和幀體部分分別存儲。步驟2，根據接收的PN幀頭信息生成對應的本地PN序列，其具體方法如下：1)將與接收的幀頭信號相位相同的PN420序列做420點傅里葉變換，可表示為p1＝FFT(Pn)＝[p1(1),…p1(420)]，其中，Pn為對應相位的PN420序列。2)在高頻部分填零擴充至NDTs/Ts'＝5000個符號點，可表示為p2＝[p2(1),…p2(5000)]＝[p1(1),…p1(210),zeros(1,5000-420),p1(211),…p1(420)]3)對填零擴充后的序列進行傅里葉逆變換，可表示為p3＝IFFT(p2)＝[p3(1),…p3(5000)]。4)補償移位偏差，并進行下抽樣。當接收端采樣速率為10MHz時，PN420序列實際對應的采樣點數為N'PN＝420Ts/Ts'＝555.5555，由步驟1可得，在時間離散化后，接收的幀頭信號長度為555或者556，因此它與幀體數據之間存在著約0.4位的移位偏差，補償該偏差，并以ND/NPN＝3780/420＝9為間隔進行下抽樣，可表示為s＝[p3(6),p3(15),…p3(4992)]*9，則s即為可用于信道估計的本地PN序列。步驟3，在多徑時延不超過幀頭循環前綴的情況下，圖2所示的PN420幀結構中，其幀頭序列的后Lm＝255位不受前幀的數據塊干擾，可選取接收的幀頭信號中對應部分用于信道估計，此時截取的PN序列長度為M＝round(255Ts/Ts')＝337位。令LPN為對應的本地PN序列長度，則由步驟2可得，LPN＝555，令Lpn為接收的幀信號中幀頭長度，由步驟1可得，Lpn為555或者556。信道響應長度N應滿足N≤LPN-M+1，在本實施例中，為了盡可能估計長時延信道，信道響應長度取為N＝LPN-M+1＝219。則系統傳輸模型可寫為r＝S*h+w(4)其中r＝[r(Lpn-M)r(Lpn-M+1)…r(Lpn-2)r(Lpn-1)]Th＝[h(0)h(1)…h(N-2)h(N-1)]Tw＝[w(0)w(1)…w(M-2)w(M-1)]T上述式中，s(n)為本地的PN序列，r(n)為接收的幀頭信號，h(n)為信道的時域沖激響應，w(n)為獨立同分布的高斯噪聲。步驟4，針對系統傳輸模型(4)式，訓練矩陣S各列之間具有相關性，SHS是奇異矩陣，因此基于最小二乘的LS算法不可避免的會引入偽逆計算。為克服這個問題，本發明基于匹配追蹤思想對信道響應進行估計，其具體實施過程如下：1)設置大幅度CIR的數量K＝round(0.08N)，迭代終止門限ε，bk，Ωk，Λk分別表示第k次迭代后的殘差，原子集和索引集；2)初始化殘差b0＝r，迭代次數k＝1，原子集索引集3)尋找匹配向量λk=argmaxj=1,...,N,j∉Λk-1|<bk-1,Sj>|---(5)]]>其中Sj為訓練矩陣的第j+1列；4)更新原子集和索引集5)如果k≤K，則由最小二乘思想更新索引集對應的信道抽頭系數如果k>K，則更新此次迭代獲取的匹配向量對應的信道抽頭系數其中，表示的共軛轉置；6)更新殘差如果||bk||2≤ε，則跳出迭代，否則k＝k+1，返回3)。大量實驗證明，少于10％的多徑信道占據著85％以上的能量(參考文獻：基于壓縮感知的稀疏多徑信道估計[J].系統工程與電子技術,2013,35(5):909-913.)，因此本發明中設定K＝round(0.08N)表征較大的信道抽頭數。本實施例仿真所提信道估計算法在DTMB外輻射源雷達參考信號重構中的作用，同時為了更為直接的比較算法性能，沒有考慮糾錯譯碼。圖3是接收端采樣率為10MHz時，時域循環相關法、最小二乘算法及本發明所提方法在城市TU6信道下的誤碼性能仿真圖。可以看出，相比于其他兩種算法，本發明所提方法在信噪比大于30dB時，即可準確的對雷達參考信號進行重構。圖4是接收端采樣率為10MHz時，本發明所提方法在巴西A信道、巴西B信道、巴西E信道以及城市TU6信道下的誤碼性能仿真圖，同時以相同環境下的匹配追蹤算法性能作為參照，可以看出，相比于匹配追蹤算法，本發明所提信道估計算法在不同信道環境下都具有良好的信號檢測性能。圖5是接收端采樣率為10MHz時，本發明所提方法在不同的迭代終止門限下的誤碼性能仿真圖，同時以相同情形下的正交匹配追蹤算法性能作為參照，可以看出，相比于正交匹配追蹤算法，本發明所提方法對于門限取值不敏感，魯棒性更高。本發明實施例的效果可進一步通過DTMB外輻射源雷達的外場實驗進行說明。圖6是本發明所提方法、時域相關算法和最小二乘算法對實測信號處理后的解調星座圖，可見，本發明所提方法解調效果最好，圖中星座點均勻分布，聚集度良好，可以較好的提升參考信號的重構質量。圖7是上述三種算法重構出的參考信號和雜波抑制后的監測信號相關后的目標距離-幅度剖面圖，可見，隨著參考信號重構質量的變差，殘余的直達波和多徑分量功率增大，會抬高了噪聲基底，降低目標回波的信噪比。以上結果充分說明了本發明所提信道估計方法在DTMB外輻射源雷達數據處理中的有效性。當前第1頁1 2 3