用于波束成形濾波器的FIR濾波器系數計算的制作方法
本發明涉及為例如麥克風或揚聲器陣列之類的換能器陣列的波束成形濾波器計算fir濾波器系數。
背景技術：
如在音頻領域中采用的波束成形技術(例如)定義–在麥克風陣列的情況下，用于評估麥克風的個別信號，以及在揚聲器陣列的情況下，用于再現個別揚聲器的信號–信號如何通過使用各自的時間離散濾波器來進行個別的濾波。例如，對于諸如音樂的寬帶應用，從最佳頻率響應的規范為所述時間離散濾波器確定系數。
關于波束成形和信號驅動的文獻幾乎僅涉及在頻域內的驅動權重的設計。在此上下文中，一個隱含的假設是時域內的fir濾波器通過稱為fft的逆離散傅立葉變換(dft)來確定。這種方法可以被解釋為頻率采樣設計[smi11，lyo11]，非常簡單的濾波器設計方法，其具有各種缺點：濾波器的頻率響應必須在上至采樣頻率的整個時間離散頻率軸上在等距離光柵內被指示。如果不能為各個頻域(例如，其中令人滿意的定向效率是不可能的非常低的頻率或者其中由于空間混疊而不能發生發射的定點(pin-pointed)影響的高頻率)的頻率響應提供合理的定義，將存在結果產生的fir濾波器不能被使用的風險(例如，由于頻率采樣點之間的強波動導致的在特定頻率處的過度增益值等)。
結果產生的fir濾波器在由dft給出的頻率光柵內精確地映射所定義的頻率響應；但是，頻率響應可以采用光柵點之間的任何值。這經常導致表現出結果產生的頻率響應的激烈振蕩的不切實際的設計。
此外，在頻率采樣設計中，fir濾波器的長度自動地由所定義的頻率響應的分辨率而造成(反之亦然)。
利用頻率采樣設計創建的濾波器傾向于時域混疊，即脈沖響應的周期性卷積(例如，[smi11])。為此，可能必須使用諸如dft的零填充(zero-padding)或所生成的fir濾波器的加窗的附加技術。
替代方法包括在一階段(one-stage)過程中直接在時域內確定fir系數[mdk11]。在這個上下文中，用于所定義的頻率光柵的陣列的發射行為被直接表示為所有換能器(例如，揚聲器/麥克風)的fir系數的函數，并且被公式化為單個優化問題，其求解同時確定所有波束成形濾波器的最佳濾波器系數。這里的問題是優化程度的問題，既與要被優化的變量的數量(濾波器長度乘以波束成形濾波器的數量)有關又與定義方程的維度，并且可能地，次要條件有關。后面的維度通常與頻率光柵點的數量以及以其建立期望波束成形器響應的空間分辨率兩者成比例。由于這種快速增加的復雜性，這種方法限于具有少量元件的陣列和非常小的濾波器階數。例如，使用[msk11]包括六個元件和具有濾波器長度為8的麥克風陣列。
技術實現要素：
本發明的目的是提供一種為換能器陣列的波束成形濾波器計算fir濾波器系數的概念，所述概念就例如所實現的波束成形質量與所涉及的計算開銷之間的比率而言更有效。
此目的是通過所附獨立權利要求的主題實現的。
本申請所基于的一個構想在于已經發現，為諸如麥克風或揚聲器陣列的換能器陣列的波束成形濾波器計算fir濾波器系數的有效性例如在所述計算在兩個階段中執行時可被增加；即，一方面通過計算預定頻率光柵內的波束成形濾波器的頻域濾波器權重，即描述頻域內的波束成形濾波器的傳遞函數的系數和/或在每種情況下用于各個頻率或用于具有各個頻率的正弦輸入信號，以便獲得用于波束成形濾波器的目標頻率響應，使得將波束成形濾波器應用于陣列近似期望定向選擇性，以及隨后通過為波束成形濾波器計算fir濾波器系數，即描述時域內的波束成形濾波器的脈沖響應的系數，使得波束成形濾波器的頻率響應近似中間頻率響應。兩階段系統能夠實現對如由fir濾波器系數所描述的脈沖響應的直接傅立葉變換造成的頻率分辨率的獨立選擇。此外，在頻域中的波束成形驅動權重的計算中和在時域fir濾波器系數的計算中，都可以定義特定次要條件，以便以定點的方式影響各個計算。
附圖說明
本發明的有利實施方式是從屬權利要求的主題。下面將參考附圖更詳細地解釋本申請的優選實施例，其中：
圖1示出了具有對其可使用本申請的實施例的波束成形濾波器的揚聲器陣列的示意性框圖；
圖2示出了具有對其可使用本申請的實施例的波束成形濾波器的麥克風陣列的示意性框圖；
圖3示出了根據實施例的用于為波束成形濾波器計算fir濾波器系數的設備的框圖；
圖4示意性地示出，根據圖3中的實施例，波束成形濾波器的目標頻率響應的基于優化的計算如何通過dsb設計的建模被逐步執行；
圖5示意性地示出，根據實施例，布置在兩個計算裝置之間的圖3中的修改裝置如何使得優化目標更適于在第二計算裝置內執行的時域優化；
圖6示意性地示出，根據實施例，利用相位調平(phaseleveling)在圖3的延遲適配模塊內移除的延遲如何可以被重新積分到所計算的fir濾波器系數中；及
圖7示意性地示出，根據用于在圖3的第一計算裝置中執行目標頻率響應計算的混合方法，目標頻率響應如何由低頻段中的優化分量和高頻段中的dsb傳遞函數組成。
具體實施方式
圖1初始地示出揚聲器12的陣列10的示例，通過應用波束成形濾波器(bff)14使得揚聲器12的陣列10例如展現期望定向選擇性，即在特定方向16上發射。在圖1中，使用了索引，例如，用于對各個揚聲器12進行彼此區分。揚聲器12的數量n可以是兩個或更多個。如從圖1中可以看到，每個揚聲器12n(其中i＝1...n)具有在其上游連接的波束成形濾波器14n，其對對應的揚聲器輸入信號進行濾波。特別地，揚聲器12n在此經由其對應的波束成形濾波器14n連接到公共音頻輸入18。這意味著所有揚聲器12n獲得相同的音頻信號，但是，該音頻信號被各個波束成形濾波器14n濾波。在輸入18處的音頻信號s()是由音頻樣本序列組成的時間離散音頻信號，以及波束成形濾波器14n被設計為fir濾波器并且因此將音頻信號與各個波束成形濾波器14n的脈沖響應進行卷積，所述脈沖響應由各個波束成形濾波器14n的fir濾波器系數定義。例如，如果輸入18處的音頻信號由該音頻樣本序列s(k)描述，則用于各個揚聲器12n的結果產生的經濾波的揚聲器信號
其中
fir系數計算的技術在于，揚聲器陣列10在輸入18處以期望定向選擇性(例如，在期望方向16上)發射音頻信號。在該上下文中，圖1僅通過示例的方式繪出了揚聲器12n被等距離地布置成一條線，并且陣列10是揚聲器的線性陣列。但是，揚聲器的二維布置也是可行的，就像揚聲器12在陣列10中的非均勻分布以及就像與沿著直線和/或平面的布置偏離的布置都是可行的。發射方向16可以例如通過方向16與揚聲器12沿其布置的該直線和/或面的中垂線的角度偏差來測量。但是，這里也存在兩種可能的變化。例如，可能地，發射優選地旨在陣列10上游的特定位置處可聽見。但是，波束成形濾波器14n的濾波器系數h也可以甚至被更精確地選擇，使得陣列10在發射時的定向特性或定向選擇性不僅在特定方向16上經歷最大值，而且滿足其它期望標準，諸如角度發射寬度、在最大發射的方向16上的特定頻率響應或者甚至在考慮包括方向16及其周圍方向的區域時的特定頻率響應。
下面將描述計算換能器陣列10的波束成形濾波器14n的上述fir濾波器系數的有效方式的實施例。但是，下面所描述的實施例也可適用于計算其它換能器陣列(諸如超聲換能器、天線等)的波束成形濾波器。旨在用于接收的換能器陣列也可以是所述波束成形的對象。例如，下面所描述的實施例也可以應用于設計麥克風陣列的波束成形濾波器，即用于計算它們的fir濾波器系數。圖2示出了這種麥克風陣列。圖2的麥克風陣列也通過示例的方式被提供有附圖標記10，但是至少，由麥克風201...20n組成。關于麥克風的布置，關于圖1的揚聲器12所述的一切也將適用于它們：它們可以沿著線一維地布置或沿著面二維地布置，其中線可以是直的以及面可以是平面，并且也并非需要均勻分布。每個麥克風生成所接收的音頻信號
其中
后續的實施例依次使得圖2的麥克風陣列10包括期望定向選擇性或定向特性，以便主要或排他性地記錄來自特定方向16的聲音的場景，或者對來自特定方向16的聲音的場景敏感，從而它將被反映在輸出信號s'中；方向16可以再次如圖1的情況通過角度偏差
圖3現在繪出了用于計算用于換能器陣列的波束成形濾波器的fir濾波器系數的設備的實施例，所述換能器陣列是諸如例如圖2所示的麥克風陣列，或者例如圖1所示的揚聲器陣列。
該設備一般地由30指示并且可以例如以由計算機執行的軟件實施，在這種情況下，例如，下面所描述的所有裝置和模塊可以是計算機程序的不同部分。但是，以專用硬件的形式(諸如以asic的形式)或以可編程邏輯電路(例如fpga)的形式的實施也是可能的。
設備30計算fir濾波器系數32，諸如專門用于陣列10的波束成形濾波器14n的上述
應當指出，通過示例的方式從外部可以對圖3的設備30定義的所有信息34至42都是可選的。設備30還可以為特定陣列設置進行專門配置，并且設備還可能被專門配置用于其它數據的某些設置。在輸入選項的情況下，所述輸入選項可以例如經由輸入接口(諸如經由計算機的用戶輸入接口或計算機的讀取接口)來實施，使得例如一個或一些特定文件的數據被讀取。
圖3的設備包括第一計算裝置44和第二計算裝置46。第一計算裝置44計算波束成形濾波器的頻域濾波器權重，即波束成形濾波器的傳遞函數的復值樣本。它們用于建立用于波束成形濾波器的目標頻率響應。特別地，第一計算裝置44在由特定的、不一定相互等距的頻率ω1...ωk定義的頻率光柵內計算頻域驅動權重，使得它們描述波束成形濾波器的傳遞函數
雖然第一計算裝置44因此描述波束成形濾波器在頻率ω上的傳遞函數
下面將針對可能的實施情況更詳細地描述圖3的設備30的操作模式。該描述還涉及各種實施可能性。根據一種實施可能性，第一計算裝置44通過求解第一優化問題來執行計算，根據其，如由頻域驅動權重
如以上已經概述的，圖3的設備30可以使用優化問題的求解方案用于找到用于波束成形濾波器的時域fir濾波器和/或fir濾波器系數。利用基于優化的濾波器設計方法的時域fir濾波器計算將如下所述地避免頻率采樣設計的缺點以及例如對于如在本申請的介紹部分中已描述的濾波器的直接時域設計的復雜性并且因此置于計算時間和諸如主存儲器的資源上的要求。根據圖3，設計波束成形濾波器由第一和第二計算裝置44和46在兩階段過程中執行：
-在由第一計算裝置44提供的第一階段中，頻域內的波束成形驅動濾波器bff的頻率響應被設計為在所定義的頻率光柵ωk內，該頻率光柵建立了某種頻率分辨率，諸如δω＝ωk-ωk-1。但是，該頻率光柵不需要被選擇為等距的，而也可以是不均勻的。在這種上下文中，可以返回在文獻中描述的波束成形技術。可以使用優化。這種頻域優化方法在例如[msk09]中描述。
-在由第二計算裝置46提供的第二階段中，如第一階段所定義的，通過計算所述fir濾波器的fir濾波器系數
根據隨后描述的實施，由設備30實施的濾波器設計過程提供多個相關的個別措施和準備。總之，它們使得能夠生成特別穩定、健壯的驅動濾波器和/或波束成形濾波器。現在將詳細描述設備30的操作模式。但是，依賴于應用的情況，也可以省略措施中一些個別措施。
如上面已經提到的，換能器性質，即例如麥克風和/或揚聲器的性質，在由計算裝置44進行的第一計算中被加以考慮。換能器數據34描述了通常從測量或從建模(例如，模擬)中獲得的換能器性質。換能器數據34可以表示例如來自(在揚聲器的情況下)或到(在傳感器和/或麥克風的情況下)房間內的不同點的換能器的方向相依和頻率相依的傳遞函數。例如，計算裝置44的模塊52可以執行定向特性內插，例如換能器數據34的內插，以便能夠實現來自/到原始數據34中不包含的，即在原始數據集內不包含的點或者方向的換能器的傳遞函數。
由此獲得的模塊52的換能器數據被用在第一計算裝置44的兩個功能塊(或模塊54和56)中，即，在延遲求和波束成形器模塊和優化模塊56中。通過對于換能器陣列的定向行為的所定義目標，其指定例如在(一個或多個)發射方向上的期望幅度，延遲求和波束成形器模塊54在對于每個換能器n的各個方向上使用陣列的各個換能器的同時計算延遲和幅度權重，即頻率無關幅度，諸如每個換能器12和/或14的時間延遲和增益因子。優化56在頻域內操作。它優化作為優化變量的上面提到的頻域形成系數和/或頻域驅動權重
應當再次指出，上述的在由計算裝置44所作出的計算中包括換能器性質僅僅是可選的，即其中數據34以及模塊52和58的定義可以被省略。相反，由計算裝置所作出的計算也可以在理想化的傳遞特性的假設下執行。另一方面，實際換能器數據34的使用常常使得最終計算出的波束成形濾波器的性能更好。
期望定向行為和/或波束成形行為的規范是經由根據圖3的數據36來執行的。所述數據36通過描述期望定向特性來形成波束成形器設計的起始點。其例如在揚聲器的情況下描述期望聲音在一個或多個方向或區域中的期望發射，或者在麥克風的情況下描述對來自一個或多個方向或區域的聲音的靈敏度，而在其它方向/區域中的發射和/或對其它方向/區域的靈敏度要盡可能地被抑制。由數據36進行的這種描述例如通過模塊60被轉換成目標模式規范，即，被轉換成期望定向行為的數學公式。由目標模式規范60輸出的目標函數描述例如在各個空間方向
-一個或多個優選的發射方向或點；
-其中僅允許所實現的聲音發射以所定義的方式(通常由最大偏差定義)偏離期望聲音發射的方向或區域；
-其中沒有給出關于其聲音發射的定義的區域，其也可以被稱為過渡區域或空間“不關心”區域；
-其中聲音發射將被最小化的區域，可選地通過加權函數，以便適應各個子區域的優先級。
一般而言，應當指出，由目標函數描述的期望復雜聲音發射不一定限于方向。其它自變量也是可能的，例如，沿著線或跨表面/體積的期望發射。
以下關于健壯性定義適用。在波束成形應用的上下文中，健壯性是指在換能器陣列10或傳遞系統(transfersystem)的偏差(諸如驅動濾波器與理想行為的偏差、陣列內的換能器的定位誤差或者與建模的傳遞行為的偏差)的情況下僅表現出發射行為的相對小量降級的性質。例如，對于麥克風陣列經常采用的健壯性的度量是所謂的白噪聲增益[bw01，msk09]，([wng])，其結果如在入射方向上的信號幅度與用于陣列的驅動權重的l2標準的商。這種度量顯然也可以應用于揚聲器陣列[mk07]；在此，期望發射方向上的信號幅度采用入射方向上的幅度的角色。
如以上段落中所示，相對于驅動權重的允許標準的在發射方向(或入射方向)上的幅度對wng以及因此對健壯性具有直接影響。類似地，可以在發射方向上實現的水平(level)依賴于驅動權重的最大容許量和換能器的發射特性二者。因此，有必要指定幅度(或者期望發射模式的振幅)，使得滿足對健壯性和對所實現的發射幅度兩者置以的要求。為了獲得用于本說明書的良好起點，有可能使用以下方法：
-基于期望發射方向或者關于期望定向行為的數據36，在模塊54中創建用于延遲求和波束成形器(dsb)的驅動濾波器的傳遞函數。這意味著，在每個換能器元件的每種情況下，模塊54假設為僅依賴于換能器的位置和發射方向并且僅包括頻率無關增益值和頻率無關延遲的簡單濾波器。基于期望定向行為36并且在考慮換能器數據34的同時，對于每個換能器僅由模塊54計算這種頻率無關值。因此，dsb基本上對應于圖1和圖2的設置；但是，使用更簡單的bff，即執行時間延遲和頻率無關增益的這種bff。雖然這種dsb的定向效率對于低頻尤其小，但是這種dsb表現出高wng值并且因此具有良好的健壯性。
-基于這種dsb驅動濾波器設置(對于每個換能器元件僅由頻率無關增益值和頻率無關延遲組成)，計算/模擬陣列在期望發射方向上的發射。如已經提到的，來自數據34的建模的或測得的換能器特性被引入由模塊54所作出的對于每個換能器元件的這些頻率無關值對的計算中。
-在發射方向上由模塊54的dsb驅動濾波器設置造成的換能器陣列的頻率響應可以被稱為參考頻率響應(或幅度響應)并且可以在由計算裝置44所作出的計算的后續步驟中使用。這種方法的優點在于，由此，存在對換能器陣列可以在用于個別換能器的所定義的最大調制值內實施的幅度的定義，并且其(由于它由dsb設計造成)表現出良好的健壯性性質，或者可以被設計為表現出良好的健壯性性質。
根據圖3的示例，計算裝置44包括另一模塊，即，模塊58，其基于模塊54的所獲得的參考幅度響應結合對期望頻率響應的定義來確定換能器陣列在發射方向上的頻率響應的最終規范38。這意味著用于確定模塊58的起始點由換能器陣列的頻率響應構成，如迄今為止由模塊54的dsb值所確定的那樣，即，通過利用在對應方向上的dsb值對換能器陣列產生的那個頻率響應。基于這個幅度響應，由模塊58執行修改。例如，對參考幅度響應執行修改，以便均衡例如頻率響應。而且，通過相對于參考幅度響應減小在發射方向上的幅度響應，陣列的定向效率可以在某個限度內(或者全局地或者針對特定頻率)增加。在這個上下文中，dsb參考設計及其wng值的使用允許對最終設計規范的健壯性性質的公平評估。
在應用的可選示例中，心理聲學發現被引入頻率響應確定58中。在這個上下文中，例如，可以利用如下發現：信號的特定頻域對于聲音事件的感知更重要以及因此由于較少定向而不太有利的在其它頻率域中的發射可以通過具體地升高所述頻域得到補償或者被渲染成不太容易感知的。在這里應當指出，這種均衡與信號無關，并且也僅限于一個發射特性，即，不基于各種發射特性或音頻信號之間的心理聲學掩蔽。
基于已由模塊58確定的用于換能器陣列的特定頻率響應目標，然后在模塊56內執行優化。在此，波束成形濾波器的設計在頻域內對多個離散頻率ωk實現。在本申請的上下文中，優選地使用基于凸優化的優化方法[m07，msk09]。關于如由模塊60、54和58基于數據36確定的由模塊58定義或選擇的發射特性的優化，具體而言是關于可選擇的誤差標準，例如，l2(最小二乘法)或l∞標準(chebyshev，極小化極大(minimax)標準)，所述優化方法使得最佳近似成為可能。在模塊56中執行的優化的結果是用于每個離散頻率的復數驅動值，使得對于每個換能器n產生其它復數權重的向量hn(ωk)。任何測得或建模的換能器數據，或數據34，可以被引入由模塊56求解的優化問題中，以便獲得關于頻率響應和發射特性優化的驅動濾波器頻率響應hn。此外，基于優化的方法啟用可能涉及所實現的發射和驅動權重的許多次要條件。例如，可以建立對最小白噪聲增益的限制。類似地，有可能為驅動權重建立最大量，以便限制各個換能器的驅動。
以說明性方式再次總結上述對第一計算裝置44的操作模式的可能實施的描述，將參考圖4。用于由計算裝置44所作出的計算目標頻率響應的起始點由期望定向選擇性構成，該期望定向選擇性由ω描述并且在圖4中以附圖標記70提供。期望定向選擇性ω在這里通過示例的方式被示為依賴于發射角
如由數據36定義的期望定向選擇性70現在要利用特定換能器陣列來實現。在圖4的右上方，舉例來說，陣列的元件被假設為是揚聲器，但是如已經提到的，例如由諸如麥克風的其它換能器組成的陣列也是可能的。因此，陣列由特定的換能器位置、換能器朝向、換能器頻率響應構成，該頻率響應又可以依賴于發射和/或靈敏度的方向和/或方向相依性，其反過來又可以依賴于頻率。在模塊54中，為每個換能器n確定值對ψn和an，即頻率無關延遲ψ和也與頻率無關的增益值a，使得假設只有這些頻率無關值被應用在換能器n的bff中，定向選擇性ω‘72產生，其依賴于方向，即依賴于
上面已經指出了若干次，目標頻率響應78的計算也可以不同地執行。
在圖3的實施例中，在將波束成形濾波器的目標頻率響應78作為用于第二計算裝置46內的優化的基礎之前，執行一個或多個修改，但是，這些修改是可選的，如上面所提到的。
如下面將要描述的，具體而言，由于在每種情況下實際上去除了濾波器的權重，因此各個驅動濾波器n的頻率響應由在優化56中獲得的驅動權重hn(ωk)造成。所述濾波器常常包含顯著的延遲，其例如是由相位和/或組延遲時間反映的。所述延遲關于進一步的處理階段，諸如尤其是在第二計算裝置46中執行的后續優化。下面描述的可選的平滑步驟也變得更困難或者需要頻率光柵在第一計算裝置中執行的優化56期間的明顯更高的分辨率，因為平滑涉及通過“相位解包裹(phaseunwrapping)”來確定連續相位。包含在頻率響應中的相位函數的增加越高，正確檢測和隨后補償相位跳變就越困難。這影響相位解包裹算法的正確性。
此外，對于在第二計算裝置46中執行的優化步驟，如果那里的優化目標，即目標頻率響應78，存在于盡可能近似零相位頻率響應的版本中，則這是有利的，即，其中由延遲引起的相位項盡可能地被消除。關于在計算裝置46中執行的優化步驟的進一步要求將在下面更詳細地描述。一般而言，應當指出以下方面：
結果產生的濾波器的因果關系在設計過程的這個階段是不相關的。對于驅動濾波器，可以與近似零相位傳遞函數的非因果期望頻率響應一起作用。在fir設計之后(通過重新插入提取的延遲，可能補充附加的延遲)，因果關系可以再次成為有因果關系的。
來自換能器數據的延遲的提取(其已經在上面關于換能器性質的包括進行了闡述)已經減少了包含在驅動濾波器n的期望頻率響應hn78中的一些延遲。但是，這可能不是各處都可用，并且可以由用于延遲適應的模塊80來補充。以下方法可以用于適應增益值。
-對每個濾波器bffn單獨執行適應。
-頻率響應的連續相位由用于“相位解包裹”的算法確定。
-相位函數的線性比例(即，增加)由以一階多項式的最小二乘法擬合來確定。可以從中確定延遲的線性比例。
-可選地：線性延遲比例被向上或向下取整為采樣周期的整數倍。這可以簡化后續的重組，這將僅需要脈沖響應的移位(例如，通過在前面放置對應數目的零或通過以延遲線的形式實施這些延遲)。
-基于這個線性項，從具有相對于這個線性相位項被否定的相位響應的復指數計算向量。
-通過將原始頻率響應78乘以這個復指數的向量來適應頻率響應的延遲。
-計算規范可以容易地改變，例如，分解幅度響應(更好地：零相位頻率響應)和連續相位內的復頻率響應，確定線性延遲比例，從連續相位減去所述比例，隨后重組幅度和相位或者將這兩部分都傳遞到后續的平滑。
圖5再次示出了修改裝置48的延遲適配模塊80的操作模式。如上所述，起始點是可能要修改的目標頻率響應78的集合，即，hn(ωk)。圖5通過圖示示出了hn(ωk)的相位響應82。所述相位響應通過示例的方式表現出相位跳變84。以2π相位跳變調整的相位響應在86處示出并且可以由線性函數88近似，例如，通過最小二乘法擬合，具有對應于頻率無關延遲ψ‘n的斜率的線性比例88。模塊80對目標頻率響應78的修改現在為待被消除或減少的這個線性比例88作準備，即以2π相位跳變調整的相位響應被調平和/或矯直，圖5示出了目標頻率響應h’n(ωk)的相位響應因此在90處被修改。延遲ψ‘n被指定并存儲。
修改裝置48的另一個模塊是可選地存在的頻域平滑模塊92。以下可以說明關于由模塊92進行的頻域平滑。驅動濾波器n的由基于優化的濾波器設計生成的頻率響應78，或h’n(ωk)，通常包括幅度和相位的強烈波動。這種設計定義難以在fir濾波器設計中實施和/或需要波束成形濾波器的非常高的fir濾波器階數和/或fir長度。即使在后一種情況下可以利用所定義的接口實現良好的匹配，在節點ωk之間也頻繁地發生強烈的過沖現象(overshootphenomena)，所述過沖現象降級了結果產生的波束成形器的頻率響應。而且，在心理聲學考慮方面，映射這種窄帶波動常常是沒有用的。因此，驅動濾波器的期望頻率響應78服從平滑算法。例如，基于心理聲學考慮，利用例如1/3倍頻程(octave)或1/6倍頻程的頻率相依窗口寬度來執行后者[hn00]。由于頻率響應是復值的，因此對于幅度和相位分開執行平滑，例如，即平滑對于幅度傳遞函數(更具體而言地，零相頻率響應(參見例如，[sar93，si07]))和連續(解包裹的)相位是分開的[pf04]。可以通過在模塊92內的相位解包裹算法從復頻率響應hn(ωk)或h’n(ωk)生成幅度和相位，并且利用頻率相依平滑濾波器(也被稱為“窗口”)通過卷積獨立地平滑幅度和相位。如果存在模塊80，則模塊92內的所述相位解包裹可能被省略，因為所述相位解包裹已經在模塊80內被執行。隨后，兩個被平滑的部分，即，幅度和相位，被接合，以形成平滑的復頻率響應，以形成可謂的h“n(ωk)。可替代地，在模塊80內獲得的將頻率響應分成零相位分量和連續相位也可以在模塊90內被直接平滑并且隨后被組合。圖5指示模塊80和92的應用的組合。
由于在計算裝置46內執行的優化，確定fir濾波器系數
但是，為了完整起見，將在更詳細地描述在計算裝置46內執行的優化之前討論修改裝置50的重要性。具體而言，所述修改裝置50負責可能“重新積分”由模塊80執行的修改，即，將波束成形濾波器的目標頻率響應的相位響應調平到通過在計算裝置46內執行的優化而獲得的fir濾波器系數中，其中它執行某種延遲重組，諸如插入零，這將在下面再次詳細描述，并且根據其，零被放在fir濾波器系數之前。這將在下面描述。作為示例，圖6通過雙箭頭示出了通過在計算裝置46內執行的優化獲得的fir濾波器系數
作為圖6的方法的替代方案，在修改裝置50中，除了波束成形濾波器n內的fir濾波器系數
通常不可能在時間離散濾波器(即，波束成形濾波器的fir濾波器)的整個頻域上，即，從f＝0hz到
以上直接做出的說明涉及頻域優化56，但是也允許關于在時間計算裝置46內執行的時域優化來得出結論。一般而言，在計算裝置46中執行的優化過程，即，基于優化的fir濾波器的設計，允許引入未對其做出定義的頻域或頻率段，即對于其不存在期望頻率響應或目標頻率響應，即對于其沒有建立優化目標。這種區域可以被稱為過渡帶或不關心帶。但是，對于所考慮的波束成形應用，已經證明，沒有任何設計規范或沒有任何優化目標的已經非常窄的頻域將導致所設計的fir濾波器在第二計算裝置46的優化期間的不受控制的行為，例如，它們將導致非常高的幅度和在所述頻率段內的波束成形濾波器頻率響應的波動。
為此，圖3給出了可選的可能性，根據該可能性，關于所述頻率段內的頻率響應在所定義的優化目標方面執行限制42。如圖3中的虛線所指示的，并且如在上述段落之前的段落中所闡述的，頻率段可以根據換能器的特性來選擇。計算裝置46要求解的優化問題例如考慮頻率限制42，其中最大幅度被指示為用于凸優化問題的次要條件：
...關于次要條件
其中x是過渡，或不關心，帶(即，在第二計算裝置46內執行的優化中對于其不存在優化目標的那些頻率段)的離散表示，并且
使用頻率限制42或針對高頻和/或低頻的限制的替代方案包括使用混合設計方法，這將在下面描述。
在第二計算裝置46內執行的優化的目標是生成fir濾波器，從作為用于波束成形器的頻域設計的結果獲得并且在上面被稱為hn(ωk)或h’n(ωk)或h“n(ωk)而在下面被稱為具有變量名稱
在<(一個或多個)次要條件>的次要條件下
補充<次要條件>是可選的。次要條件不需要但可以存在，如上面已經關于高頻限制通過示例的方式描述的。一個單個的次要條件也是可能的。一般而言，所述次要條件表示多個可能的次要條件，其可以涉及但不必專門涉及fir濾波器的頻率響應或系數。在這里用作規一化角頻率ω＝2πf/fs的頻率變量ω通常被離散化。因此，方程(2)的優化問題和次要條件二者通常都可以以矩陣形式給出。
在頻域優化56(和/或修改80和/或92)的上下文中產生的、用于在第二計算裝置46內執行的時域優化的目標頻率響應一般是復值的，并且包括非平凡的，尤其是既不線性也不最小相位的，頻率響應。因此，上面提到的方程(2)的優化問題對應于針對具有任意相位特性的fir濾波器的濾波器設計問題。在文獻中，諸如在[pr95，km95；km99]中，已經描述了關于此的許多方法。
在設計算法的實施中，包含在濾波器
為此，如[km99]中所建議的，將有可能基于具有以下傳遞函數的非因果fir濾波器來執行設計：
因果(3)和非因果(4a)濾波器的區別在于純延遲項，即
當使用非因果頻率響應時，期望函數
一旦在第二計算裝置46中執行的優化期間確定了fir濾波器的脈沖響應，即h(i)，修改裝置50就可選地將先前得到補償的延遲分量重新積分到驅動濾波器中。根據替代實施例，繞過了延遲ψ‘n到濾波器n中的積分，因為在波束成形應用的運行時間期間純延遲ψ‘n通過適當的信號處理裝置如數字延遲線而被應用到控制濾波器的輸入或輸出信號。在這種情況下，僅確保所獲得的fir濾波器的脈沖響應是有因果關系的，即，脈沖響應的索引從0開始。這種修改在運行時不需要主動計算操作，而僅僅對應于引入用于所有驅動濾波器n的恒定的實施引起的延遲。應當注意，確保這個延遲對于波束成形器的所有驅動濾波器都是恒定的。對于延遲的單獨應用，選擇在延遲適配80中提取的那些延遲作為采樣周期的倍數可以是有利的。在這種情況下，具體而言，延遲線可以被用于積分延遲，如已經關于圖6描述的那樣，其不是濾波操作，而是僅需要對信號的索引式訪問，同時不引起任何失真。可替代地，也可以映射任意延遲值。但是，這需要延遲線能訪問任意延遲(分數延遲線)，這可能導致失真、需要計算功率并且可能導致附加的延時或延遲。
在高頻限制42的上下文中，已經闡述了同樣涉及所有頻率的優化并不總是有用的。這同樣適用于頻域優化56。上面已經暗示，混合設計方法也可以在頻域優化56中使用。根據所述方法，如到目前為止已經描述的、獲得頻域驅動函數hm(ωk)的基于優化的方法與對應于如在模塊54中計算的dsb設計的設計組合，該dsb設計方法用于高頻。這里的目標是減少所需的濾波器階數，同時提高健壯性。在這種上下文中，使用以下事實：對于高頻，由于空間混疊而不再能完全控制換能器陣列的發射特性。這就是為什么dsb設計方法用于比指定基本頻率(例如，相對接近于換能器陣列的空間混疊頻率的頻率)高的頻率的原因。為此，整個濾波器的頻域規范由兩個部分組合：通過優化獲得的頻率響應(上至基本頻率)，以及對應于dsb的那些頻率響應的頻率響應(對于其上的頻率)。兩種方法的組合通過上面已經描述過的后續平滑并且通過基于優化的fir設計來實現。這里的關鍵步驟是匹配兩種設計方法的信號延遲時間(延遲)。例如，可能地，通過最小二乘法擬合確定用于dsb的延遲偏移，使得各個驅動濾波器的延遲跳變在均方根內被最小化。
在各種示例性設計中，混合設計方法在高頻域內能夠實現更健壯的發射，其特征在于行為的更少不穩定波動，同時在性能上沒有任何明顯的損失，并且同時低頻域內的定向效率被部分地改善而且，此外，具有恒定的濾波器階數。作為其原因，可以假設在混合設計方法中對于其中可能影響特性的那些頻域可以更好地使用由特定濾波器階數提供的自由度，而對于其中對由于空間混疊引起的不期望發射的抑制存在嚴格限制的高頻采用較少的資源。
圖7再次示出了混合設計方法：就涉及較低音頻頻率的段100而言，用于在第二計算裝置46內執行的時域優化的傳遞函數由根據頻域優化56獲得的傳遞函數組成；對應于與頻率無關值對ψnan的傳遞函數hn用在較高音頻頻率的段102中。段100和段102可以以截止頻率ωborder彼此接界，截止頻率ωborder例如對應于換能器陣列的空間截止混疊頻率，或者與后者偏離小于10％。如虛線所示，也還有可能低頻段100和高頻段和102彼此重疊。例如，如果段100在[ωn，b，ωn，e]上延伸，并且段102在[ωh，b，ωh，e]上延伸，則ωn，b＜ωh，b∧ωn，e＜ωh，e將適用，例如，其中有可能ωn，b＝0和/或ωh，b＝ωn，e或者甚至ωh，b＝ωn，e和/或0.9·ωborder<ωh,b,ωn,e<1.1·ωborder適用。在兩個段的重疊區域中，可以例如通過在兩個傳遞函數(dsb設計和56的優化結果)之間求平均來獲得最終要使用的時域優化傳遞函數。
總之，因此，上述實施例描述了為波束成形應用提供健壯fir濾波器的設計的可能性。具有任意相位響應的fir濾波器可以從各個波束成形濾波器的復數值頻率響應生成。上述實施例的特殊價值在于可以獲得波束成形器的健壯性性質。
上述實施例的特別的優點在于，例如，對于復雜的波束成形問題，諸如甚至在寬帶操作的情況下超出換能器陣列的混疊頻率，或者在換能器的復雜行為的情況下(諸如在低頻處的有限電平)，也可以獲得健壯的fir濾波器。另一個優點在于可以彼此獨立地選擇頻率響應規范的頻率光柵(即，在頻域優化56中)和波束成形濾波器的fir濾波器的濾波器階數。此外，用于波束成形器和濾波器的多種設計規范是可能的：諸如電平限制、在對于其不存在波束成形頻率響應的區域中的濾波器的行為等次要條件可以以簡單的方式集成。
本發明可以在多個波束成形應用中采用，諸如在用于空間選擇性聲輻射的揚聲器陣列中，用于生成“安靜區”或用于經由揚聲器線(條形音箱)再現環繞素材。同樣，上述實施例也可以由麥克風陣列使用，以便以定向選擇性方式接收聲音。
可能地，用于電磁波的波束成形應用(諸如移動無線電天線或雷達天線)也是可行的。但是，其中所需的帶寬明顯小于音頻應用采用的帶寬，使得難以在這里估計如fir濾波器的實施和/或用于寬帶濾波器的設計方法的必要性。
雖然已經在設備的上下文中描述了一些方面，但是應當理解，所述各方面也表示對應方法的描述，使得設備的塊或結構組件也應當被理解為對應的方法步驟或方法步驟的特征。通過與此類推，已經關于方法步驟或作為方法步驟描述的各方面也表示對對應設備的對應塊或細節或特征的描述。方法步驟中的一些或全部可以由諸如微處理器、可編程計算機或電子電路的硬件設備(或者在使用硬件設備的同時)執行。在一些實施例中，最重要的方法步驟中的一些或幾個可以由這種設備執行。
用于波束成形濾波器的fir濾波器系數32的發明性集合可以存儲在數字存儲介質上，或者可以在諸如無線傳輸介質或有線傳輸介質(例如互聯網)的傳輸介質上被傳輸。
依賴于特殊的實施要求，本發明的實施例可以以硬件或軟件實施。可以在使用其上存儲有電子可讀控制信號的數字存儲介質(例如，軟盤、dvd、藍光盤、cd、rom、prom、eprom、eeprom或flash存儲器、硬盤或任何其它磁性或光學存儲器)的同時實現所述實施，這些電子可讀控制信號可以與可編程計算機系統協作，使得執行各個方法。這就是為什么數字存儲介質可以是計算機可讀的。
因此，根據本發明的一些實施例包括數據載體，其包括能夠與可編程計算機系統協作的電子可讀控制信號，使得執行本文所述的任何方法。
一般而言，本發明的實施例可以被實施為具有程序代碼的計算機程序產品，當計算機程序產品在計算機上運行時，程序代碼有效地執行任何方法。
程序代碼還可以存儲在例如機器可讀載體上。
其它實施例包括用于執行本文所述的任何方法的計算機程序，所述計算機程序存儲在機器可讀載體上。
換句話說，本發明性方法的實施例因此是具有程序代碼的計算機程序，當計算機程序在計算機上運行時，程序代碼用于執行本文所述的任何方法。
因此，本發明性方法的另一個實施例是其上記錄有用于執行本文所述的任何方法的計算機程序的數據載體(或數字存儲介質或計算機可讀介質)。
因此，本發明性方法的另一個實施例是表示用于執行本文所述的任何方法的計算機程序的數據流或信號序列。數據流或信號序列可以被配置為例如經由數據通信鏈路(例如經由互聯網)被傳送。
另一個實施例包括處理裝置，例如，計算機或可編程邏輯器件，其被配置或適于執行本文所述的任何方法。
另一個實施例包括其上安裝有用于執行本文所述的任何方法的計算機程序的計算機。
根據本發明的另一個實施例包括被配置為向接收器發送用于執行本文所述的方法中的至少一個的計算機程序的設備或系統。例如，傳輸可以是電子的或光學的。接收器可以是例如計算機、移動設備、存儲設備或類似的設備。例如，設備或系統可以包括用于將計算機程序發送到接收器的文件服務器。
在一些實施例中，可編程邏輯器件(例如現場可編程門陣列，fpga)可以被用于執行本文所述的方法的一些或全部功能。在一些實施例中，現場可編程門陣列可以與微處理器協作，以執行本文所述的任何方法。一般而言，在一些實施例中，方法是由任何硬件設備執行的。所述硬件設備可以是任何通用的硬件，諸如計算機處理器(cpu)，或者可以是專用于該方法的硬件，諸如asic。
上述實施例僅僅表示本發明的原理的說明。應當理解，本領域的其他技術人員將會認識到本文所述的布置和細節的任何修改和變化。這就是為什么本發明意在僅由以下權利要求的范圍限制，而不是由本文通過實施例的描述和討論給出的具體細節限制。
文獻
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