一種重疊時分復用調制方法、裝置及系統與流程
本發明涉及通信領域，具體涉及一種重疊時分復用調制方法、裝置及重疊時分復用系統。
背景技術：
所謂時間分割(以下簡稱時分)復用(TDM：Time Division Multiplexing)是一種在數字通信中讓多個占據較窄時間持續期的信號符號共享一個較寬時間持續期的技術。如圖1所示為常規的時分復用技術的示意圖。
圖1中各被復用信號符號的時間持續期(工程上稱之為時隙寬度)分別為T1，T2，T3，T4，...，在工程上通常讓它們占據相同的時隙寬度，ΔT為最小保護時隙，實際保護時隙寬度應該寬裕一些。ΔT應大于所使用解復用門電路的過渡時間寬度加上系統的最大時間抖動量。這是最常見的時分復用技術。現有絕大多數的多路數字廣播系統、多路數字通信等系統采用的都是這種技術。
這種技術應用于數字通信時的最大特點是被復用信號符號之間在時間上是完全相互隔離的，決不會存在相互干擾，對被復用的信號符號沒有任何限制，各個信號的符號持續期(時隙寬度)可以有不同的寬度，也能適用于不同的通信體制，只要它們的時隙相互不重疊交叉就可以了，因此使用最為廣泛。但是這種復用，復用本身對改善系統的頻譜效率毫無作用。
所以，傳統的觀點是相鄰信道之間在時域上不重疊，以避免相鄰信道之間產生干擾，但這種技術制約了頻譜效率的提高。現有技術的時分復用技術的觀點是各信道之間不但不需要相互隔離，而且可以有很強的相互重疊，如圖2所示，現有技術將信道之間的重疊視為一種新的編碼約束關系，并根據該約束關系提出了相應的調制和解調技術，因此稱之為重疊時分復用(OvTDM：Overlapped Time Division Multiplexing)，這種技術使得頻譜效率隨重疊次數K成比例的增加。
理論上，當采用重疊時分復用技術進行數據傳輸時，重疊次數K可無限地增加，因此頻譜效率也可無限地增加，但在實驗室研究階段卻發現隨著重疊次數K的增加，雖然頻譜效率得到增加，但是傳輸功率隨之也增長，而傳輸功率的增長反過來在一定程度上也限制了重疊次數K的增加，從而也限制了頻譜效率的增加。
技術實現要素：
本發明提供一種重疊時分復用調制方法、裝置及系統，解決了初始包絡波形在頻域帶寬較寬時，重疊時分復用疊加后的波形在時域較陡峭，頻域占用帶寬較寬，降低了整個系統的頻譜利用率和傳輸速率的問題。
根據本申請的第一方面，本申請提供了一種重疊時分復用調制方法,包括：
根據設計參數生成在時域內波形平滑的初始包絡波形，初始包絡波形為納托爾包絡波形或其演變窗函數的包絡波形；
根據重疊復用次數將初始包絡波形在時域內按預定的移位間隔進行移位，以得到各個時刻發送信號的偏移包絡波形；
將輸入的數字信號序列轉換成正負符號序列；
將轉換后的正負符號序列與偏移后各個時刻發送信號的偏移包絡波形相乘，以得到各個時刻的調制包絡波形；
將各個時刻的調制包絡波形在時域上進行疊加，以得到攜帶輸出信號序列的復調制包絡波形。
根據本申請的第二方面，本申請還提供了一種重疊時分復用調制裝置,包括：
波形生成模塊，用于根據設計參數生成在時域內波形平滑的初始包絡波形，初始包絡波形為納托爾包絡波形或其演變窗函數的包絡波形；
移位模塊，用于根據重疊復用次數將初始包絡波形在時域內按預定的移位間隔進行移位，以得到各個時刻發送信號的偏移包絡波形；
調制模塊，用于將輸入的數字信號序列轉換成正負符號序列；
乘法模塊，用于將輸入的的正負符號序列與偏移后各個時刻發送信號的偏移包絡波形相乘，以得到各個時刻的調制包絡波形；
疊加模塊，用于將各個時刻的調制包絡波形在時域上進行疊加，以得到攜帶輸出信號序列的復調制包絡波形。
根據本申請的第三方面，本申請還提供了一種重疊時分復用調制解調系統，包括發射機和接收機；
所述發射機包括：
上述重疊時分復用調制裝置，用于生成攜帶輸出信號序列的復調制包絡波形；
發射裝置，用于將所述復調制包絡波形發射到接收機；
所述接收機包括：
接收裝置，用于接收所述發射裝置發射的復調制包絡波形；
序列檢測裝置，用于對接收的復調制包絡波形進行時域內的數據序列檢測，以進行判決輸出。
本發明提供的重疊時分復用調制方法、裝置及系統中，由于初始包絡波形的時域波形較平滑，頻域帶寬較窄，疊加后的波形較平滑且限定在較窄帶寬內，因此提高了系統的頻譜利用率和傳輸速率，降低系統的誤碼率。
附圖說明
圖1為常規的時分復用技術的示意圖；
圖2為重疊時分復用原理示意圖；
圖3為本發明一種實施例中重疊時分復用系統的結構示意圖；
圖4為本發明一種實施例中重疊時分復用調制裝置的結構示意圖；
圖5為本發明一種實施例中重疊時分復用調制裝置的硬件結構示意圖；
圖6為本發明一種實施例中接收機預處理裝置的結構示意圖；
圖7為本發明一種實施例中接收機序列檢測裝置的結構示意圖；
圖8為本發明一種實施例中納托爾包絡波形的時域波形和頻域波形圖；
圖9為本發明一種實施例中納托爾窗經移位后各個時刻的包絡波形圖；
圖10為本發明一種實施例中采用納托爾包絡波形時待發送波形的疊加示意圖；
圖11為K路波形復用的原理示意圖；
圖12為K路波形的符號疊加過程原理示意圖；
圖13為K＝3時重疊時分復用系統的輸入-輸出關系樹圖；
圖14為節點狀態轉移關系圖；
圖15為矩形波的時域和頻域波形圖；
圖16為包絡波形選擇矩形波包絡波形時生成的各個信號和疊加后的波形圖。
具體實施方式
下面通過具體實施方式結合附圖對本發明作進一步詳細說明。
在對重疊時分復用技術研究中，發明人發現傳輸功率的增長主要跟被復用信號(即調制窗函數)的頻譜有關，并非如理論上所設想的對復用信號頻譜的形狀、帶寬沒有任何要求。雖然現有技術中存在很多窗函數，理論上可自由采 用各種窗函數對傳輸符號進行調制，但由于矩形窗相較于其它窗函數在產生、設計和應用上更容易、成本更低，因此目前在進行信號調制時優先采用矩形窗，而矩形波的頻譜帶寬較寬，復用波形系統性能很差，導致所需的傳輸功率和誤碼率都很高。
基于上述發現，在本發明實施例中，在應用重疊時分復用技術時采用一種優于矩形波的窗函數對輸入的數字信號序列進行調制。
請參考圖3，重疊時分復用系統包括信號發射機A01和接收機A02。
發射機A01包括重疊時分復用調制裝置101和發射裝置102。重疊時分復用調制裝置101用于生成攜帶輸出信號序列的復調制包絡波形；發射裝置102用于將該復調制包絡波形發射到接收機A02。
接收機A02包括接收裝置201和序列檢測裝置202。接收裝置201用于接收發射裝置102發射的復調制包絡波形；序列檢測裝置202用于對接收的復調制包絡波形進行時域內的數據序列檢測，以進行判決輸出。
優選的，接收機A02還包括設置在接收裝置201和序列檢測裝置202之間的預處理裝置203，用于輔助形成每一幀內的同步接收數字信號序列。
在發射機A01中，輸入的數字信號序列通過重疊時分復用調制裝置101形成多個符號在時域上相互重疊的發射信號，再由發射裝置102將該發射信號發射到接收機A02。接收機A02的接收裝置201接收發射裝置102發射的信號，經過預處理裝置203形成適合序列檢測裝置202進行檢測接收的數字信號，序列檢測裝置202對接收信號進行時域內的數據序列檢測，從而輸出判決。
請參考圖4，重疊時分復用調制裝置101(OvTDM調制裝置)包括波形生成模塊301、移位模塊302、乘法模塊303和疊加模塊304。
波形生成模塊301用于根據設計參數生成在時域內波形平滑的初始包絡波形。
移位模塊302用于根據重疊復用次數將初始包絡波形在時域內按預定的移位間隔進行移位，以得到各個時刻發送信號的偏移包絡波形。
調制模塊305用于將輸入的數字信號序列轉換成正負符號序列。
乘法模塊303用于將轉換后的正負符號序列與偏移后各個時刻發送信號的偏移包絡波形相乘，以得到各個時刻的調制包絡波形。
疊加模塊304用于將各個時刻的調制包絡波形在時域上進行疊加，以得到攜帶輸出信號序列的復調制包絡波形。
下面結合重疊時分復用調制方法，對重疊時分復用調制裝置101做進一步說明，重疊時分復用調制方法包括下面步驟：
(1)波形生成模塊301根據設計參數生成在時域內波形平滑的初始包絡波形h(t)。
在生成初始包絡波形時，可以通過用戶輸入設計參數，以實現在實際系統中根據系統性能指標靈活配置。
在某些實施例中，當初始包絡波形的旁瓣衰減已經確定時，設計參數包括初始包絡波形的窗長度L，例如當初始包絡波形為巴特萊特包絡波形時。
在某些實施例中，設計參數包括初始包絡波形的窗長度L和旁瓣衰減r，例如當初始包絡波形為切比雪夫包絡波形時。
當然，當初始包絡波形為其他形式時，可以根據相應初始包絡波形的特點確定設計參數。
(2)移位模塊302根據重疊復用次數K將初始包絡波形在時域內按預定的移位間隔進行移位，以得到各個時刻發送信號的偏移包絡波形h(t-i*△T)。
其中，移位間隔為時間間隔△T，時間間隔△T為：△T＝L/K。
另外，還需要保證△T不小于系統采樣率的倒數。
i的取值與輸入符號長度N有關，且i取0到N-1的整數。例如，當N＝8時，i取0至7的整數。
(3)調制模塊305將輸入的數字信號序列轉換成正負符號序列。
具體的，調制模塊305將輸入的數字信號序列中的0轉換為+A，1轉換為-A，以得到正負符號序列。例如，取A＝1，將輸入的{0,1}比特序列經過BPSK(Binary Phase Shift Keying，移相鍵控)調制轉換成{+1、-1}符號序列。
(4)乘法模塊303將轉換后的正負符號序列xi與偏移后各個時刻發送信號的偏移包絡波形h(t-i*△T)相乘，以得到各個時刻的調制包絡波形xih(t-i*△T)。
(5)疊加模塊304將各個時刻的調制包絡波形xih(t-i*△T)在時域上進行疊加，以得到攜帶輸出信號序列的復調制包絡波形，即發送的信號。
發送的信號可以如下表示：
由于初始包絡波形的時域波形較平滑，頻域帶寬較窄，疊加后的波形較平滑且限定在較窄帶寬內，因此提高了系統的頻譜利用率和傳輸速率，降低系統 的誤碼率。
請參考圖5，具體的，重疊時分復用調制裝置101可通過下面硬件單元實現。重疊時分復用調制裝置101包括數字波形發生器401、移位寄存器402、調制器403、乘法器404及加法器405。
首先由數字波形發生器401以數字方式形成第一個初始包絡波形的同相波形，該初始包絡波形在時域內平滑；再由移位寄存器402將數字波形發生器401產生的第一個初始包絡波形的同相波形進行移位，以產生各個時刻發送信號的偏移包絡波形；接著，調制器403將輸入的數字信號序列轉換成正負符號序列，乘法器404則將轉換后的正負符號序列與偏移后各個時刻發送信號的偏移包絡波形相乘，以得到各個時刻的調制包絡波形；最后由加法器405將各個時刻的調制包絡波形在時域上進行疊加，以得到攜帶輸出信號序列的復調制包絡波形，形成發射信號。
請參考圖6，為本發明實施例中接收機A02的預處理裝置203的框圖。
預處理裝置203包括同步器501、信道估計器502和數字化處理器503。其中同步器501對接收信號在接收機內形成符號時間同步；接著信道估計器502對信道參數進行估計；數字化處理器503對每一幀內的接收信號進行數字化處理，從而形成適合序列檢測裝置進行序列檢測接收的數字信號序列。
請參考圖7，為本發明實施例中接收機A02的序列檢測裝置202的框圖。
序列檢測裝置202包括分析單元存儲器601、比較器602及多個保留路徑存儲器603和歐氏距離存儲器604或加權歐氏距離存儲器(圖中未示出)。在檢測過程中，分析單元存儲器601做出重疊時分復用系統的復數卷積編碼模型及格狀圖，并列出重疊時分復用系統的全部狀態，并存儲；而比較器602根據分析單元存儲器601中的格狀圖，搜索出與接收數字信號最小歐氏距離或加權最小歐氏距離的路徑；而保留路徑存儲器603和歐氏距離存儲器604或加權歐氏距離存儲器則分別用于存儲比較器602輸出的保留路徑和歐氏距離或加權歐氏距離。其中，保留路徑存儲器603和歐氏距離存儲器604或加權歐氏距離存儲器需要為每一個穩定狀態各準備一個。保留路徑存儲器603長度可以優選為4K～5K。歐氏距離存儲器604或加權歐氏距離存儲器優選為只存儲相對距離。
本實施例中，初始包絡波形為納托爾(Nuttall)包絡波形或其演變窗函數的包絡波形。
下面則以初始包絡波形為納托爾(Nuttall)包絡波形來對本申請做進一步說明。其中，重疊復用次數K＝3，輸入符號長度N＝8，輸入符號xi＝{+1 +1 -1 -1 -1 +1 -1 +1}為例來說明OvTDM的信號發送和接收過程。其中，輸入符號長度是指發送一幀信號的長度。
請參考圖5，信號生成過程包括下面步驟：
(1)首先根據設計參數生成發送信號的納托爾(Nuttall)包絡波形h(t)。
本實施例中設計參數中，窗長度L＝63，其時域波形和頻域波形如附圖8所示。從圖8中可以看出，時域波形中納托爾(Nuttall)窗是由近似0(0.0004)點開始，頻域旁瓣衰減為近100dB。另外，圖8中分別示出了采用symmetric抽樣和periodic抽樣得到的納托爾(Nuttall)窗的時域波形和頻域波形。
具體的，對于納托爾(Nuttall)窗函數(對稱函數)，其可通過下面公式表示：
ω(n)＝a0-a1cos(2πn/(N-1))+a2cos(4πn/(N-1))-a3cos(6πn/(N-1))
具體的，對于納托爾(Nuttall)窗函數(周期函數)，其可通過下面公式表示：
ω(n)＝a0-a1cos(2πn/N)+a2cos(4πn/N)-a3cos(6πn/N)
其中，n＝0,1,2,3,…,N-1。需要說明的是，上述公式中的n僅表示公式中的函數變量。
(2)將(1)所設計的納托爾(Nuttall)包絡波形h(t)在時域內按預定的移位間隔進行移位，其中，移位間隔為時間間隔△T(△T＝L/K＝21)。移位后，形成各個時刻發送信號的偏移包絡波形h(t-i*△T)(由于N＝8，因此i為整數且取值為0～7)，移位后各個時刻發送信號的偏移包絡波形圖如圖9所示。
(3)將輸入的數字信號序列轉換成正負符號序列。
具體的，可以將輸入的數字信號序列中的0,1轉換為±A，A取值為非0任意數，以得到正負符號序列。例如，取A為1時，將輸入的{0,1}比特序列經過BPSK調制轉換成{+1、-1}符號序列。
(4)將正負符號序列xi(本實施例中xi＝{+1 +1 -1 -1 -1 +1 -1 +1})與(2)生成的各個時刻發送信號的偏移包絡波形h(t-i*△T)相乘，得到各個時刻的調制包絡波形xih(t-i*△T)；形成后的波形如圖10所示，其中三條不同的虛線表示相乘后的三個波形圖。
(5)將(4)所形成的各個時刻的調制包絡波形xih(t-i*△T)在時域上進行疊加，以得到攜帶輸出信號序列的復調制包絡波形，即發送的信號。發射信號波形圖如圖10中的實線波形所示。
發送的信號可以表示為：
具體的，輸出信號序列通過下面方式確定：
當調制包絡波形由正符號與該時刻包絡波形相乘得到時，令該調制包絡波形的運算值為+1，當調制包絡波形由負符號與該時刻包絡波形相乘得到時，令該調制包絡波形的運算值為-1。對于每個移位間隔，將位于該移位間隔內的調制包絡波形的運算值疊加，得出該移位間隔的輸出信號，從而形成輸出信號序列。
故，本實施例中，疊加后的輸出符號(輸出信號序列)即為：s(t)＝{+1 +2 +1 -1 -3 -1 -1 +1}。
請參考圖11，為K路波形復用的原理示意圖，其呈平行四邊形形狀。其中，每一行表示一個所要發送的符號xi與相應時刻的包絡波形h(t-i*△T)相乘后得到的待發送信號波形xih(t-i*△T)。a0～ak-1表示對每個窗函數波形(包絡波形)進行K次分段得到的每部分的系數值，具體為關于幅度值的系數。
由于將輸入的數字信號序列轉換成正負符號序列時，將輸入的數字信號序列中的0轉換為+1，1轉換為-1，以得到正負符號序列。例如，將輸入的{0,1}比特序列經過BPSK調制轉換成{+1、-1}符號序列，以得到正負符號序列。所以圖12所示即為K路波形的符號疊加過程原理示意圖。圖12疊加過程中，第1行左邊3個數表示第1個輸入符號+1，第2行左邊3個數表示第2個輸入符號+1，第3行左邊3個數表示第3個輸入符號-1，第1行中間3個數表示第4個輸入符號-1，第2行中間3個數表示第5個輸入符號-1，第3行中間3個數表示第6個輸入符號+1，第1行右邊3個數表示第7個輸入符號-1，第2行右邊3個數表示第8個輸入符號+1。因此，三個波形疊加后，得到的輸出符號為{+1 +2 +1 -1 -3 -1 -1 +1}。
當然，如果輸入符號的長度為其他數值時，可以按照圖11和圖12所示的方式進行疊加，以得到輸出符號。
由于納托爾(Nuttall)包絡波形在時域由0開始，具有平滑的波形，因此疊加后的波形較平滑，頻域帶寬較窄，使得疊加后的波形頻譜效率較高，發送信號所需的傳輸功率較低。
請參考圖6和圖7，信號接收過程包括下面步驟：
(1)首先對接收信號進行同步，包括載波同步、幀同步、符號時間同步等。
(2)根據取樣定理，對每一幀內的接收信號進行數字化處理。
(3)對接收到的波形按照波形發送時間間隔切割。
(4)對接收的信號進行時間域內的數據序列檢測，以進行判決輸出，即按照一定的譯碼算法對切割后的波形進行譯碼。
經過上述(1)～(2)的預處理步驟后，波形切割后得到的接收符號序列為：s(t)＝{+1 +2 +1 -1 -3 -1 -1 +1}，對符號序列根據圖7輸入-輸出關系的樹圖和圖8節點狀態轉移關系圖，進行符號之間的前后比較，得到節點轉移路徑。
圖13中，向上的樹枝為+1輸入，向下的樹枝為-1輸入。在第三枝以后該樹圖就變成重復的了，因為凡是從標記為a的節點輻射出的樹枝都有同樣的輸出，該結論對節點b、c、d也同樣適用。它們不外乎是如圖14所示的幾種可能，從圖14中可以看出從節點a只能轉移到(經輸入+1)節點a及(經輸入-1)節點b，同時b只能到(輸入+1)c及(輸入-1)d，c只能到(輸入+1)a及(輸入-1)b，d只能到(輸入+1)c及(輸入-1)d。產生這種現象的原因很簡單，因為只有相鄰K(具體到本例是3)個符號才會形成相互干擾。所以當第K位數據輸入到信道時，最早來的第1位數據已經移出最右邊的一個移位單元了。因此信道的輸出除了取決于現時刻數據的輸入，還決定于前K-1個數據的輸入。
本案例中的節點狀態轉移如圖13中的加黑粗線所示，由于s(t)的第一個符號為+1，所以節點轉移路徑為：+1->a->a->b->d->d->c->b->c，根據此轉移關系即可求出輸入的符號序列為{+1 +1 -1 -1 -1 +1 -1 +1}。
本實施例中，由于納托爾(Nuttall)包絡波形在時域上較平滑，且旁瓣衰減較快，因此所需的傳輸功率較低，對波形進行切割時精度更高，接收到的符號序列準確度更好。
請參考圖15，為矩形波的時域和頻域波形圖。當初始包絡波形選擇矩形波包絡波形時，那么根據上述信號生成過程生成的各個信號和疊加后的波形圖如圖16所示，其中三條不同的虛線表示三個波形圖，實線表示疊加后的波形圖。
從圖16中可以看出，矩形波在時域上由1開始，并且帶寬較寬，在頻域上旁瓣衰減緩慢，因此時域疊加后的波形不平滑，頻域帶寬較寬，有效信號和無效信號難以區分，使得發送和接收信號過程中所需要的傳輸功率增加，接收信號過程中波形切割的準確率和編解碼能力降低。在實際系統中傳輸速率相同和頻譜效率相同的情況下，使用矩形波時所需的傳輸功率和誤碼率都很高。
然而本實施例中采用的納托爾(Nuttall)窗在時域的起點由0開始，旁瓣衰減較快，信號疊加后的波形平滑，頻域帶寬較窄，提高了波形切割過程的準確率和編解碼過程的糾錯能力，降低了信號的傳輸功率，使得在頻譜效率一定時，使用較低的傳輸功率就能達到較高的傳輸速率。
另外，在其他實施例中，初始包絡波形還可以選擇各種以納托爾(Nuttall)窗函數演變的函數的包絡波形，包括納托爾(Nuttall)脈沖成型的連乘、各階導數、各階導數之和等函數的包絡波形，這些包絡波形在時域上同樣具有波形平滑的特點，因此采用這些包絡波形后均可以達到與采用納托爾(Nuttall)包絡波形相近似的效果。
本發明提供的重疊時分復用調制方法、裝置及系統由于初始包絡波形在時域內平滑，使得疊加后的波形平滑，從而系統的傳輸功率呈線性緩慢增長，間接提高了頻譜利用率和傳輸速率。該重疊時分復用調制方法、裝置及系統可以應用到移動通信、衛星通信、微波視距通信、散射通信、大氣層光通信、紅外通信、水聲通信等無線通信系統中，既可以應用于大容量無線傳輸，也可以應用于小容量的輕型無線電系統。
本領域技術人員可以理解，上述實施方式中各種方法的全部或部分步驟可以通過程序來指令相關硬件完成，該程序可以存儲于一計算機可讀存儲介質中，存儲介質可以包括：只讀存儲器、隨機存儲器、磁盤或光盤等。
以上應用了具體個例對本發明進行闡述，只是用于幫助理解本發明，并不用以限制本發明。對于本發明所屬技術領域的技術人員，依據本發明的思想，還可以做出若干簡單推演、變形或替換。
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