數據傳輸方法和裝置與流程

本發明實施例涉及通信技術，尤其涉及一種數據傳輸方法和裝置。

背景技術：

雙載波調制(Dual Carrier Modulation，簡稱：DCM)是一種利用頻率分集提升收發性能的技術。

頻率分集是在發信端將一個信號利用兩個間隔較大的發信頻率同時發射，在接信端同時接收兩個射頻信號后合成，由于工作頻率不同，電磁波之間的相關性極小，各電磁波的衰落概率也不同，因此，頻率分集抗頻率選擇性衰落特別有效，能夠提升收發性能。例如：假設待發送的信號為s₁和s₂，將s₁和s₂組合后生成信號x₁和x₂，其中，x₁＝α₁s₁+β₁s₂，x₂＝α₂s₁+β₂s₂；將x₁和x₂在不同的頻率(載波)上同時發送出去，接收端同時接收兩個射頻信號后合成，以實現頻率分集，從而提升收發性能。

然而，隨著無線通信技術的飛速發展，人們對收發性能的提升的需求進一步提高，現有技術的數據傳輸方法的收發性能無法滿足人們的需求。

技術實現要素：

本發明實施例提供一種數據傳輸方法和裝置，以提高數據傳輸的收發性能。

第一方面，本發明提供一種數據傳輸方法，包括：

將待發送的信息比特按照低階星座圖進行調制，生成4m個低階調制符號，其中，所述m為大于等于1的整數；

將預編碼矩陣Q分別與所述4m個低階調制符號中每4個低階調制符號組成的列向量相乘，得到和高階星座圖對應的4m個待發送的高階調制符號；

將所述4m個待發送的高階調制符號分別對應的在2個天線的不同載波 上發送。

在一個可能的設計中，所述4m個待發送的高階調制符號分為四類，其中，第4(i-1)+1個高階調制符號為第一高階調制符號、第4(i-1)+2個高階調制符號為第二高階調制符號、第4(i-1)+3個高階調制符號為第三高階調制符號，第4(i-1)+4個高階調制符號為第四高階調制符號，其中，1≤i≤l且為整數；

所述將所述4m個待發送的高階調制符號分別對應的在2個天線的不同載波上發送，包括：

將第一高階調制符號在第一發射天線的第一子載波上發送，將第二高階調制符號在第二發射天線的第一子載波上發送，將第三高階調制符號在第一發射天線的第二子載波上發送；將第四高階調制符號在第二發射天線的第二子載波上發送。

在一個可能的設計中，所述將預編碼矩陣Q分別與所述4m個低階調制符號中每4個低階調制符號組成的列向量相乘，得到和高階星座圖對應的4m個待發送的高階調制符號，包括：

將預編碼矩陣與4個正交相移鍵控QPSK符號組成的列向量[s₀ s₁ s₂ s₃]^T相乘，得到和256正交振幅調制QAM星座圖相對應的4個待發送的256QAM調制符號，分別為[x₀ x₁ x₂ x₃]^T，其中，x₀為第一高階調制符號、x₁為第二高階調制符號、x₂為第三高階調制符號和x₃為第四高階調制符號，[]^T表示轉置。

在一個可能的設計中，所述將預編碼矩陣Q分別與所述4m個低階調制符號中每4個低階調制符號組成的列向量相乘，得到和高階星座圖對應的4m個待發送的高階調制符號，包括：

將預編碼矩陣與4個QPSK符號組成的列向量[s₀ s₁ s₂ s₃]^T相乘，得到和128QAM星座圖相對應的4個待發送的 128QAM調制符號，分別為[x₀ x₁ x₂ x₃]^T，其中，x₀為第一高階調制符號、x₁為第二高階調制符號、x₂為第三高階調制符號和x₃為第四高階調制符號，[]^T表示轉置。

在一個可能的設計中，所述將預編碼矩陣Q分別與所述4m個低階調制符號中每4個低階調制符號組成的列向量相乘，得到和高階星座圖對應的4m個待發送的高階調制符號，包括：

將預編碼矩陣與4個BPSK符號組成的列向量[s₀s₁ s₂ s₃]^T相乘，得到和QPSK星座圖相對應的4個待發送的調制符號，分別為[x₀ x₁ x₂ x₃]^T，其中，x₀為第一高階調制符號、x₁為第二高階調制符號、x₂為第三高階調制符號和x₃為第四高階調制符號。

第二方面，本發明提供一種數據傳輸方法，包括：

2個接收天線在2個載波上接收信號，其中，2個接收天線分別為第一接收天線與第二接收天線，2個載波分別為第一子載波與第二子載波，其中，第一接收天線在第一子載波上接收到的信號為r₁₁，第二接收天線在第一子載波上接收到的信號為r₂₁，第一接收天線在第二子載波上接收到的信號為r₁₂，第二接收天線在第二子載波上接收到的信號為r₂₂；

對[r₁₁ r₂₁ r₁₂ r₂₂]^T進行信道均衡后，得到4m個低階調制符號的估計值，所述m為大于等于1的整數；

對所述4m個低階調制符號的估計值按照對應的低階星座圖進行解調，獲得發送端發送的信息比特的估計值。

在一個可能的設計中，所述低階調制符號為正交相移鍵控QPSK調制符號或者二進制相移鍵控BPSK調制符號。

第三方面，本發明提供一種數據傳輸方法，包括：

對2個天線在第一子載波上接收到的信號進行信道均衡，獲得2m個第一高階調制符號的估計值，所述m為大于等于1的整數；

對2個天線在第二子載波上接收到的信號進行信道均衡，獲取2m個第 二高階調制符號的估計值；

根據高階星座圖的映射方式，對2m個第一高階調制符號的估計值進行解調獲得發送端發送的信息比特的第一估計值；

根據高階星座圖的映射方式，對2m個第二高階調制符號的估計值進行解調獲得發送端發送的信息比特的第二估計值；

將所述發送端發送的信息比特的第一估計值和所述發送端發送的信息比特的第二估計值合并，獲得發送端發送的信息比特的估計值。

在一個可能的設計中，所述高階調制符號為256正交振幅調制QAM調制符號或者為正交相移鍵控QPSK調制符號。

第四方面，本發明提供一種數據傳輸裝置，包括：

調制模塊，用于將待發送的信息比特按照低階星座圖進行調制，生成4m個低階調制符號，其中，所述m為大于等于1的整數；

處理模塊，用于將預編碼矩陣Q分別與所述4m個低階調制符號中每4個低階調制符號組成的列向量相乘，得到和高階星座圖對應的4m個待發送的高階調制符號；

發送模塊，用于將所述4m個待發送的高階調制符號分別對應的在2個天線的不同載波上發送。

在一個可能的設計中，所述4m個待發送的高階調制符號分為四類，其中，第4(i-1)+1個高階調制符號為第一高階調制符號、第4(i-1)+2個高階調制符號為第二高階調制符號、第4(i-1)+3個高階調制符號為第三高階調制符號，第4(i-1)+4個高階調制符號為第四高階調制符號，其中，1≤i≤l且為整數；

所述發送模塊具體用于將第一高階調制符號在第一發射天線的第一子載波上發送，將第二高階調制符號在第二發射天線的第一子載波上發送，將第三高階調制符號在第一發射天線的第二子載波上發送；將第四高階調制符號在第二發射天線的第二子載波上發送。

在一個可能的設計中，所述處理模塊具體用于：

將預編碼矩陣與4個正交相移鍵控QPSK符號組成的列向量[s₀ s₁ s₂ s₃]^T相乘，得到和256正交振幅調制QAM星座圖相對 應的4個待發送的256QAM調制符號，分別為[x₀ x₁ x₂ x₃]^T，其中，x₀為第一高階調制符號、x₁為第二高階調制符號、x₂為第三高階調制符號和x₃為第四高階調制符號，[]^T表示轉置。

在一個可能的設計中，所述處理模塊具體用于

將預編碼矩陣與4個QPSK符號組成的列向量

[s₀ s₁ s₂ s₃]^T相乘，得到和128QAM星座圖相對應的4個待發送的128QAM調制符號，分別為[x₀ x₁ x₂ x₃]^T，其中，x₀為第一高階調制符號、x₁為第二高階調制符號、x₂為第三高階調制符號和x₃為第四高階調制符號，[]^T表示轉置。

在一個可能的設計中，所述處理模塊具體用于

將預編碼矩陣與4個BPSK符號組成的列向量[s₀s₁ s₂ s₃]^T相乘，得到和QPSK星座圖相對應的4個待發送的調制符號，分別為[x₀ x₁ x₂ x₃]^T，其中，x₀為第一高階調制符號、x₁為第二高階調制符號、x₂為第三高階調制符號和x₃為第四高階調制符號。

第五方面，本發明提供一種數據傳輸裝置，包括：

接收模塊，用于在2個載波上接收信號，其中，接收模塊部署在第一接收天線與第二接收天線，2個載波分別為第一子載波與第二子載波，其中，第一接收天線在第一子載波上接收到的信號為r₁₁，第二接收天線在第一子載波上接收到的信號為r₂₁，第一接收天線在第二子載波上接收到的信號為r₁₂，第二接收天線在第二子載波上接收到的信號為r₂₂；

信道均衡模塊，用于對[r₁₁ r₂₁ r₁₂ r₂₂]^T進行信道均衡后，得到4m個低階調制符號的估計值，所述m為大于等于1的整數；

解調模塊，用于對所述4m個低階調制符號的估計值按照對應的低階星座圖進行解調，獲得發送端發送的信息比特的估計值。

在一個可能的設計中，所述低階調制符號為正交相移鍵控QPSK調制符號或者二進制相移鍵控BPSK調制符號。

第六方面，本發明提供一種數據傳輸裝置，包括：

信道均衡模塊，用于對2個天線在第一子載波上接收到的信號進行信道均衡，獲得2m個第一高階調制符號的估計值，所述m為大于等于1的整數；

所述信道均衡模塊還用于對2個天線在第二子載波上接收到的信號進行信道均衡，獲取2m個第二高階調制符號的估計值；

解調模塊，用于根據高階星座圖的映射方式，對2m個第一高階調制符號的估計值進行解調獲得發送端發送的信息比特的第一估計值；

所述解調模塊，還用于根據高階星座圖的映射方式，對2m個第二高階調制符號的估計值進行解調獲得發送端發送的信息比特的第二估計值；

處理模塊，用于將所述發送端發送的信息比特的第一估計值和所述發送端發送的信息比特的第二估計值合并，獲得發送端發送的信息比特的估計值。

在一個可能的設計中，所述高階調制符號為256正交振幅調制QAM調制符號或者為正交相移鍵控QPSK調制符號。

本發明實施例提供的數據傳輸方法和裝置，通過將待發送的信息比特按照低階星座圖進行調制，生成4m個低階調制符號，將預編碼矩陣Q與4m個低階調制符號組成的列向量相乘，得到和高階星座圖對應的4m個待發送的高階調制符號，將所述4m個待發送的高階調制符號分別對應的在2個天線的不同載波上發送。待發送的高階調制符號包含了部分或者所有待發送的信息比特，從而，同一個信號可以在多個天線不同的載波同時發送，實現頻率分集和空間分集，因此，提高數據傳輸的收發性能。

附圖說明

為了更清楚地說明本發明實施例或現有技術中的技術方案，下面將對實施例或現有技術描述中所需要使用的附圖作簡單地介紹，顯而易見地，下面描述中的附圖僅僅是本發明的一些實施例，對于本領域普通技術人員來講，在不付出創造性勞動性的前提下，還可以根據這些附圖獲得其他的附圖。

圖1為本發明的應用場景示意圖；

圖2為本發明數據傳輸方法實施例一的流程示意圖；

圖3為本發明數據傳輸方法實施例二的流程示意圖；

圖4為本發明數據傳輸方法實施例三的流程示意圖；

圖5為本發明數據傳輸方法實施例四的流程示意圖；

圖6為本發明BPSK星座圖；

圖7為本發明QPSK星座圖；

圖8為本發明數據傳輸方法實施例五的流程示意圖；

圖9為本發明數據傳輸方法實施例六的流程示意圖；

圖10為本發明數據傳輸方法實施例七的流程示意圖；

圖11為本發明256QAM星座圖；

圖12為本發明數據傳輸方法實施例八的流程示意圖；

圖13為本發明數據傳輸方法實施例九的流程示意圖；

圖14為本發明數據傳輸方法實施例十的流程示意圖；

圖15為本發明128QAM星座圖；

圖16為本發明數據傳輸方法實施例十一的流程示意圖；

圖17為本發明數據傳輸裝置實施例一的結構示意圖；

圖18為本發明數據傳輸裝置實施例二的結構示意圖；

圖19為本發明數據傳輸裝置實施例三的結構示意圖；

圖20為本發明數據傳輸裝置實施例四的結構示意圖；

圖21為本發明數據傳輸裝置實施例五的結構示意圖；

圖22為本發明數據傳輸裝置實施例六的結構示意圖。

具體實施方式

下面將結合本發明實施例中的附圖，對本發明實施例中的技術方案進行清楚、完整地描述，顯然，所描述的實施例僅僅是本發明一部分實施例，而不是全部的實施例。基于本發明中的實施例，本領域普通技術人員在沒有做出創造性勞動前提下所獲得的所有其他實施例，都屬于本發明保護的范圍。

本發明的說明書和權利要求書及上述附圖中的術語“第一”、“第二”、“第三”“第四”等(如果存在)是用于區別類似的對象，而不必用于描 述特定的順序或先后次序。應該理解這樣使用的數據在適當情況下可以互換，以便這里描述的本發明的實施例例如能夠以除了在這里圖示或描述的那些以外的順序實施。此外，術語“包括”和“具有”以及他們的任何變形，意圖在于覆蓋不排他的包含，例如，包含了一系列步驟或單元的過程、方法、系統、產品或設備不必限于清楚地列出的那些步驟或單元，而是可包括沒有清楚地列出的或對于這些過程、方法、產品或設備固有的其它步驟或單元。

本發明為了提高數據傳輸的收發性能，通過將發送信號同時實現頻率分集和空間分集來實現。

本發明的應用場景如圖1所示，圖1為本發明的應用場景示意圖，圖1所示為2×2MIMO系統的結構示意圖，該系統中括一個發射機和一個接收機，并且圖1所示的結構示意圖中的發射機包括2個發射天線，分別為第一發射天線M-1T和第二發射天線M-2T，接收機包含兩個接收天線，分別為第一接收天線M-2R和第二接收天線M-2R，2個發射天線和2個接收天線之間共存在四條信道，分別為1-1(第一發射天線到第一接收天線之間的信道)、1-2(第一發射天線到第二接收天線之間的信道)、2-1(第二發射天線到第一接收天線之間的信道)和2-2(第二發射天線到第二接收天線之間的信道)。

下面以具體地實施例對本發明的技術方案進行詳細說明。下面這幾個具體的實施例可以相互結合，對于相同或相似的概念或過程可能在某些實施例不再贅述。

圖2為本發明數據傳輸方法實施例一的流程示意圖，本實施例的方法由發射機執行，如圖2所示：

S201：將待發送的信息比特按照低階星座圖進行調制，生成4m個低階調制符號。

其中，m為大于等于1的整數。

S202：將預編碼矩陣Q分別與4m個低階調制符號中每4個低階調制符號組成的列向量相乘，得到和高階星座圖對應的4m個待發送的高階調制符號。

其中，預編碼矩陣Q為根據所述4m個低階調制符號和所述高階星座圖得到的。

待發送的高階調制符號包含了部分或者所有待發送的信息比特。

例如：

對于正交相移鍵控(Quadri Phase Shift Key，簡稱:QPSK)，高階調制符號中包含了所有的待發送的信息比特。在發送過程中，一個信息比特在所有的發送天線和子載波中都發送了，如在第一發射天線第一子載波，第一發射天線第二子載波，第二發射天線第一子載波，第二發射天線第二子載波上發送的符號都包含比特1的信息。

對于SQPSK，高階調制符號中包含了一半的待發送信息比特；在發送過程中，一個信息比特在所有的發送天線的一個子載波發送。如發送4個信息比特，第一發射天線的第一子載波，第二發射天線的第二子載波都包含信息比特1和信息比特2的信息，第一發射天線的第二子載波，第二發射天線的第一子載波都包含信息比特3和信息比特4的信息。

S203：將4m個待發送的高階調制符號分別對應的在2個天線的不同載波上發送。

其中，4m個待發送的高階調制符號分為四類，其中，第4(i-1)+1個高階調制符號為第一高階調制符號、第4(i-1)+2個高階調制符號為第二高階調制符號、第4(i-1)+3個高階調制符號為第三高階調制符號，第4(i-1)+4個高階調制符號為第四高階調制符號，其中，1≤i≤l且為整數；

具體地，將第一高階調制符號在第一發射天線的第一子載波上發送，將第二高階調制符號在第二發射天線的第一子載波上發送，將第三高階調制符號在第一發射天線的第二子載波上發送；將第四高階調制符號在第二發射天線的第二子載波上發送。

本發明實施例，通過將待發送的信息比特按照低階星座圖進行調制，生成4m個低階調制符號，將預編碼矩陣Q與4m個低階調制符號組成的列向量相乘，得到和高階星座圖對應的4m個待發送的高階調制符號，將所述4m個待發送的高階調制符號分別對應的在2個天線的不同載波上發送。待發送的高階調制符號包含了部分或者所有待發送的信息比特，從而，同一個信號可以在多個天線不同的載波同時發送，實現頻率分集和空間分集，因此，提高數據傳輸的收發性能。

圖3和圖4是由接收機執行的兩種方法，其中，圖3的方法對應的是聯合解調的方式，圖4的方法對應的是獨立解調然后進行合并的方式，詳見圖3和圖4的詳細描述。

圖3為本發明數據傳輸方法實施例二的流程示意圖，本實施例的方法由接收機執行，如圖3所示：

S301：2個接收天線在2個載波上接收信號。

其中，2個接收天線分別為第一接收天線與第二接收天線，2個載波分別為第一子載波與第二子載波，其中，第一接收天線在第一子載波上接收到的信號為r₁₁，第二接收天線在第一子載波上接收到的信號為r₂₁，第一接收天線在第二子載波上接收到的信號為r₁₂，第二接收天線在第二子載波上接收到的信號為r₂₂。

S302：對[r₁₁ r₂₁ r₁₂ r₂₂]^T進行信道均衡后，得到4m個低階調制符號的估計值。

其中，m為大于等于1的整數。

S303：對所述4m個低階調制符號的估計值按照對應的低階星座圖進行解調，獲得發送端發送的信息比特的估計值。

本實施例中，通過對2個接收天線在不同載波上接收到的信號組成的列向量進行信道均衡，得到4m個低階調制符號的估計值，然后，對4m個低階調制符號的估計值按照對應的低階星座圖進行解調，獲得發送端發送的信息比特的估計值，通過聯合解調的方式獲得發送端發送的信息比特的估計值，同一個信號可以在多個接收天線的不同的載波同時接收，實現頻率分集和空間分集，因此，提高數據傳輸的收發性能。

圖4為本發明數據傳輸方法實施例三的流程示意圖，本實施例的方法由接收機執行，如圖4所示：

S401：對2個天線在第一子載波上接收到的信號進行信道均衡，獲得2m個第一高階調制符號的估計值。

其中，m為大于等于1的整數。

S402：對2個天線在第二子載波上接收到的信號進行信道均衡，獲取2m個第二高階調制符號的估計值。

S403：根據高階星座圖的映射方式，對2m個第一高階調制符號的估計 值進行解調獲得發送端發送的信息比特的第一估計值。

S404：根據高階星座圖的映射方式，對2m個第二高階調制符號的估計值進行解調獲得發送端發送的信息比特的第二估計值。

S405：將所述發送端發送的信息比特的第一估計值和所述發送端發送的信息比特的第二估計值合并，獲得發送端發送的信息比特的估計值。

本實施例中，通過對2個天線在第一子載波上接收到的信號進行信道均衡，獲得2m個第一高階調制符號的估計值，對2個天線在第二子載波上接收到的信號進行信道均衡，獲取2m個第二高階調制符號的估計值，根據高階星座圖的映射方式，對2m個第一高階調制符號的估計值進行解調獲得發送端發送的信息比特的第一估計值，根據高階星座圖的映射方式，對2m個第一高階調制符號的估計值進行解調獲得發送端發送的信息比特的第二估計值，將所述發送端發送的信息比特的第一估計值和所述發送端發送的信息比特的第二估計值合并，獲得發送端發送的信息比特的估計值。即通過獨立解調然后再進行合并的方式獲得發送端發送的信息比特的估計值，同一個信號可以在多個接收天線的不同的載波同時接收，實現頻率分集和空間分集，因此，提高數據傳輸的收發性能。

下面以SQPSK和QPSK為例進行詳細的描述：下面各實施例中，均以m＝1為例進行描述。

1、以SQPSK為例流程示意圖，發射端的流程示意圖如圖5所示：

S501：將待發送的4個信息比特按照BPSK星座圖進行調制，生成4個BPSK符號。

其中，二進制相移鍵控(Binary Phase Shift Keying，簡稱：BPSK)星座圖如圖6所示，4個信息比特分別為b₀、b₁、b₂和b₃，4個BPSK符號分別s₀、s₁、s₂和s₃，s_k＝2*b_k-1，k＝0、1、2和3。

S502：將預編碼矩陣Q與4個BPSK符號組成的列向量相乘，得到和QPSK星座圖對應的4個待發送的高階調制符號。

其中，QPSK星座圖如圖6所示，

預編碼矩陣為根據4個低階調制符號和QPSK星座圖得到的，[s₀ s₁ s₂ s₃]^T為4個BPSK符號組成的列向量，4個待發送的高階調制符號，分別為[x₀ x₁ x₂ x₃]^T

S503：將x₀在第一發射天線的第一子載波上發送，將x₁在第二發射天線的第一子載波上發送，將x₂在第一發射天線的第二子載波上發送；將x₃在第二發射天線的第二子載波上發送。

本實施例中，將將待發送的4個信息比特按照BPSK星座圖進行調制，生成4個BPSK符號，將預編碼矩陣Q與4個BPSK符號組成的列向量相乘，得到和QPSK星座圖對應的4個待發送的高階調制符號，將x₀在第一發射天線的第一子載波上發送，將x₁在第二發射天線的第一子載波上發送，將x₂在第一發射天線的第二子載波上發送；將x₃在第二發射天線的第二子載波上發送；可以看出，s₀同時在第一子載波和第二子載波上發送，也在第一發射天線和第二發射天線上發送，同時實現了頻率分集和空間分集，s₁同時在第一子載波和第二子載波上發送，也在第一發射天線和第二發射天線上發送，同時實現了頻率分集和空間分集。從而，提高數據傳輸的收發性能。

接收端的處理方式有兩種，其中第一種如圖8所示，第二種如圖9所示：先介紹第一種方式：

S801：對2個接收天線在兩個載波上接收到的信號組成的列向量進行信道均衡，得到4個BPSK符號的估計值。

其中，2個接收天線在兩個載波上接收到的信號組成的列向量為其 中，其中，r_1,1表示第一接收天線在第一子載波上接收到的信號，r_2,1表示第二接收天線在第一子載波上接收到的信號，r_1,2表示第一接收天線在第二子載波上接收到的信號，r_2,2表示第二接收天線在第二子載波上接收到的信號。h_11,1表示第一子載波上第一發送天線到第一接收天線的信道響應，h_12,1表示第一子載波上第一發送天線到第二接收天線的信道響應，h_21,1表示第一子載波上第二發送天線到第一接收天線的信道響應，h_22,1表示第一子載波上第二發送天線到第二接收天線的信道響應，h_11,2表示第二子載波上第一發送天線到第一接收天線的信道響應，h_12,2表示第二子載波上第一發送天線到第二接收天線的信道響應，h_21,2表示第二子載波上第二發送天線到第一接收天線的信道響應，h_22,2表示第二子載波上第二發送天線到第二接收天線的信道響應。

4個BPSK符號的估計值分別表示為：和其中，

其中，W為信道均衡矩陣，如果采用線性最小均方誤差方法，相應的信道均衡矩陣為W＝(G^HG+δ²I₄)^-1G^H，如果采用迫零方法，相應的信道均衡矩陣為W＝G^-1，其中，δ²為噪聲功率，I₄為4階的單位矩陣，()^-1表示對矩陣求逆。

S802：對4個BPSK調制符號的估計值按照BPSK星座圖的的映射方式進行解調，獲得發送端發送的信息比特的估計值。

本實施例，通過對2個接收天線在兩個載波上接收到的信號組成的列向量進行信道均衡，得到4個BPSK符號的估計值，對4個BPSK調制符號的估計值按照BPSK星座圖的的映射方式進行解調，獲得發送端發送的信息比特的估計值，即通過聯合解調的方式獲得發送端發送的信息比特的估計值，同一個信號可以在多個接收天線的不同的載波同時接收，實現頻率分集和空間分集，因此，提高數據傳輸的收發性能。

第二種如圖9所示：

S901：對2個天線在第一子載波上接收到的信號進行信道均衡，獲得2個第一高階調制符號的估計值。

2個天線在第一子載波上接收到的信號可以表示為：

其中，r_1,1表示第一接收天線在第一子載波上接收到的信號，r_2,1表示第二接收天線在第一子載波上接收到的信號。

對在第一子載波上接收到的信號進行信道均衡處理，得到2個第一高階調制符號的估計值，分別為和

其中，其中，W為信道均衡矩陣，如果采用線性最小均方誤差方法，相應的信道均衡矩陣為W＝(G^HG+δ²I₄)^-1G^H，如果采用迫零方法，相應的信道均衡矩陣為W＝G^-1，其中，δ²為噪聲功率，I₄為4階的單位矩陣，()^-1表示對矩陣求逆。

S902：對2個天線在第二子載波上接收到的信號進行信道均衡，獲取2個第二高階調制符號的估計值。

2個天線在第二子載波上接收到的信號可以表示為：

其中，r_1,2表示第一接收天線在第二子載波上接收到的信號，r_2,2表示第二接收天線在第二子載波上接收到的信號。

對在第二子載波上接收到的信號進行信道均衡處理，得到2個第二高階調制符號的估計值，分別為和

其中，其中，W為信道均衡矩陣，如果采用線性最小均方誤差方法，相應的信道均衡矩陣為W＝(G^HG+δ²I₄)^-1G^H，如果采用迫零方法，相應的信道均衡矩陣為W＝G^-1，其中，δ²為噪聲功率，I₄為4階的單位矩陣，()^-1表示對矩陣求逆。

S903：根據QPSK星座圖的映射方式，對2個第一高階調制符號的估計值進行解調獲得發送端發送的信息比特的第一估計值。

其中，第一估計值可以表示為：

和

S904：根據QPSK星座圖的映射方式，對2個第二高階調制符號的估計值進行解調獲得發送端發送的信息比特的第二估計值。

其中，第二估計值可以表示為：

和

S905：將發送端發送的信息比特的第一估計值和發送端發送的信息比特的第二估計值合并，獲得發送端發送的信息比特的估計值。

其中，發送端發送的信息比特的估計值為和其中，k＝0，1，2，3。

本實施例，通過對2個天線在第一子載波上接收到的信號進行信道均衡，獲得2個第一高階調制符號的估計值，對2個天線在第二子載波上接收到的信號進行信道均衡，獲取2個第二高階調制符號的估計值，根據QPSK星座圖的映射方式，對2個第一高階調制符號的估計值進行解調獲得發送端發送的信息比特的第一估計值，根據QPSK星座圖的映射方式，對2個第二高階調制符號的估計值進行解調獲得發送端發送的信息比特的第二估計值，將發送端發送的信息比特的第一估計值和發送端發送的信息比特的第二估計值合并，獲得發送端發送的信息比特的估計值，即通過獨立解調然后再進行合并的方式獲得發送端發送的信息比特的估計值，同一個信號可以在多個接收天線的不同的載波同時接收，實現頻率分集和空間分集，因此，提高數據傳輸的收發性能。

2、以QPSK為例流程示意圖，QPSK的實現方式分為兩種，第一種實現 方式的高階星座圖為256正交振幅調制(Quadrature Amplitude Modulation，簡稱：QAM)星座圖，第二種實現方式的高階星座圖為128QAM星座圖；

在第一種實現方式中，發射端的流程示意圖如圖10所示：

S1001：將待發送的8個信息比特按照QPSK星座圖進行調制，生成4個QPSK符號。

其中，QPSK星座圖如圖7所示，8個信息比特分別為b_k，k＝0,1，……，7，4個BPSK符號分別s₀、s₁、s₂和s₃，s_k＝(2*b_2k-1)+j(2*b_2k+1-1)，k＝0、1、2和3。

S1002：將預編碼矩陣Q與4個QPSK符號組成的列向量相乘，得到和256QAM星座圖對應的4個待發送的高階調制符號。

其中，256QAM星座圖如圖11所示，預編碼矩陣為根據4個低階調制符號和256QAM星座圖得到的，

具體地，一個256QAM符號可以拆分成4個QPSK符號的組合，即s＝(±8)*s₀+(±4)*s₁+(±2)*s₂+(±1)*s₃。我們以該系數組合(±8,±4,±2,±1)(為出發點，尋找能夠生成正交矩陣的組合Q。

我們易知，系數(±8,±4,±2,±1)的組合可以生成384種不同的行向量，生成方法如下：

1)首先按照(±8,±4,±2,±1)的順序生成16個行向量如下：

(8，4，2，1)，(8，4，2，-1)，(8，4，-2，1)，(8，4，-2，-1)，(8，-4，2，1)，(8，-4，2，-1)，(8，-4，-2，1)，(8，-4，-2，-1)，(-8，4，2，1)，(-8，4，2，-1)，(-8，4，-2，1)，(-8，4，-2，-1)，(-8，-4，2，1)，(-8，-4，2，-1)，(-8，-4，-2，1)，(-8，-4，-2，-1)。

對上述生成的16個向量循環移位，生成64個行向量。以(8，4，2，1) 為例，可以生成4個行向量：(8，4，2，1)，(1，8，4，2)，(2，1，8，4)，(4，2，1，8)。依次類推，可以生成共64個行向量。

2)同樣按照(±8,±4,±1,±2)，(±8,±2,±4,±1)，(±8,±2,±1,±4)，(±8,±1,±2,±4)，(±8,±1,±4,±2)的順序生成64*5個行向量如下：

不失一般性，我們先固定第一行向量的值為：(8，4，-2，1)，然后在剩下的383個行向量中尋找和其正交的行向量，找到的行向量為(4，-8，1，2)。確定第一和第二行向量后，我們在剩下的382個行向量中尋找和第一和第二行向量都正交的行向量，其值為(2，1，8，-4)。依此類推，尋找剩下的381個行向量中尋找和第一，第二，第三行向量都正交的行向量，其值為(1，-2，-4，-8)。

為4個QPSK符號組成的列向量，4個待發送的高階調制符號，分別為x₁、x₂、x₃和x₄；

S1003：將x₀在第一發射天線的第一子載波上發送，將x₁在第二發射天線的第一子載波上發送，將x₂在第一發射天線的第二子載波上發送；將x₃在第二發射天線的第二子載波上發送。

本實施例中，將待發送的8個信息比特按照QPSK星座圖進行調制，生成4個QPSK符號，將預編碼矩陣Q與4個QPSK符號組成的列向量相乘，得到和256QAM星座圖對應的4個待發送的高階調制符號，將x₀在第一發射天線的第一子載波上發送，將x₁在第二發射天線的第一子載波上發送，將x₂在第一發射天線的第二子載波上發送；將x₃在第二發射天線的第二子載波上發送，可以看出，s₀同時在第一子載波和第二子載波上發送，也在第一發射天 線和第二發射天線上發送，同時實現了頻率分集和空間分集，s₁同時在第一子載波和第二子載波上發送，也在第一發射天線和第二發射天線上發送，同時實現了頻率分集和空間分集，s₂同時在第一子載波和第二子載波上發送，也在第一發射天線和第二發射天線上發送，同時實現了頻率分集和空間分集，s₃同時在第一子載波和第二子載波上發送，也在第一發射天線和第二發射天線上發送，同時實現了頻率分集和空間分集，從而，提高數據傳輸的收發性能。

在第一種實現方式中，接收端的處理方式有兩種，其中第一種如圖12所示，第二種如圖13所示：先介紹第一種方式：

如圖12所示：

S1201：對2個接收天線在兩個載波上接收到的信號組成的列向量進行信道均衡，得到4個QPSK符號的估計值。

其中，2個接收天線在兩個載波上接收到的信號組成的列向量為其中，其中，r_1,1表示第一接收天線在第一子載波上接收到的信號，r_2,1表示第二接收天線在第一子載波上接收到的信號，r_1,2表示第一接收天線在第二子載波上接收到的信號，r_2,2表示第二接收天線在第二子載波上接收到的信號。h_11,1表示第一子載波上第一發送天線到第一接收天線的信道響應，h_12,1表示第一子載波上第一發送天線到第二接收天線的信道響應，h_21,1表示第一子載波上第二發送天線到第一接收天線的信道響應，h_22,1表示第一子載波上第二發送天線到第二接收天線的信道響應，h_11,2表示第二子載波上第一發送天線到第一接收天線的信道響應，h_12,2表示第 二子載波上第一發送天線到第二接收天線的信道響應，h_21,2表示第二子載波上第二發送天線到第一接收天線的信道響應，h_22,2表示第二子載波上第二發送天線到第二接收天線的信道響應。

4個QPSK符號的估計值分別表示為：和其中，

其中，W為信道均衡矩陣，如果采用線性最小均方誤差方法，相應的信道均衡矩陣為W＝(G^HG+δ²I₄)^-1G^H，如果采用迫零方法，相應的信道均衡矩陣為W＝G^-1，其中，δ²為噪聲功率，I₄為4階的單位矩陣，()^-1表示對矩陣求逆。

S1202：對4個QPSK調制符號的估計值按照QPSK星座圖的的映射方式進行解調，獲得發送端發送的信息比特的估計值。

本實施例，通過對2個接收天線在兩個載波上接收到的信號組成的列向量進行信道均衡，得到4個QPSK符號的估計值，對4個QPSK調制符號的估計值按照QPSK星座圖的的映射方式進行解調，獲得發送端發送的信息比特的估計值。即通過聯合解調的方式獲得發送端發送的信息比特的估計值，同一個信號可以在多個接收天線的不同的載波同時接收，實現頻率分集和空間分集，因此，提高數據傳輸的收發性能。

第二種方式：

如圖13所示：

S1301：對2個天線在第一子載波上接收到的信號進行信道均衡，獲得2個第一高階調制符號的估計值。

2個天線在第一子載波上接收到的信號可以表示為：

其中，r_1,1表示第一接收天線在第一子載波上接收 到的信號，r_2,1表示第二接收天線在第一子載波上接收到的信號。

對在第一子載波上接收到的信號進行信道均衡處理，得到2個第一高階調制符號的估計值，分別為和

其中，其中，W為信道均衡矩陣，如果采用線性最小均方誤差方法，相應的信道均衡矩陣為W＝(G^HG+δ²I₄)^-1G^H，如果采用迫零方法，相應的信道均衡矩陣為W＝G^-1，其中，δ²為噪聲功率，I₄為4階的單位矩陣，()^-1表示對矩陣求逆。

S1302：對2個天線在第二子載波上接收到的信號進行信道均衡，獲取2個第二高階調制符號的估計值。

2個天線在第二子載波上接收到的信號可以表示為：

其中，r_1,2表示第一接收天線在第二子載波上接收到的信號，r_2,2表示第二接收天線在第二子載波上接收到的信號。

對在第二子載波上接收到的信號進行信道均衡處理，得到2個第二高階調制符號的估計值，分別為和

其中，其中，W為信道均衡矩陣，如果采用線性最小均方誤差方法，相應的信道均衡矩陣為W＝(G^HG+δ²I₄)^-1G^H，如果采用迫零方法，相應的信道均衡矩陣為W＝G^-1，其中，δ²為噪聲功率，I₄為4階的單位矩陣，()^-1表示對矩陣求逆。

S1303：根據256QAM星座圖的映射方式，對2個第一高階調制符號的估計值進行解調獲得發送端發送的信息比特的第一估計值。

其中，第一估計值可以表示為：

和

S1304：根據256QAM星座圖的映射方式，對2個第二高階調制符號的 估計值進行解調獲得發送端發送的信息比特的第二估計值。

其中，第二估計值可以表示為：

和

S1305：將發送端發送的信息比特的第一估計值和發送端發送的信息比特的第二估計值合并，獲得發送端發送的信息比特的估計值。

其中，發送端發送的信息比特的估計值為和其中，k＝0，1，2，3，4，5，6，7。

本實施例，通過對2個天線在第一子載波上接收到的信號進行信道均衡，獲得2個第一高階調制符號的估計值，對2個天線在第二子載波上接收到的信號進行信道均衡，獲取N個第二高階調制符號的估計值，根據256QAM星座圖的映射方式，對2個第一高階調制符號的估計值進行解調獲得發送端發送的信息比特的第一估計值，根據256QAM星座圖的映射方式，對2個第二高階調制符號的估計值進行解調獲得發送端發送的信息比特的第二估計值，將發送端發送的信息比特的第一估計值和發送端發送的信息比特的第二估計值合并，獲得發送端發送的信息比特的估計值，即通過獨立解調然后再進行合并的方式獲得發送端發送的信息比特的估計值，同一個信號可以在多個接收天線的不同的載波同時接收，實現頻率分集和空間分集，因此，提高數據傳輸的收發性能。

在第二種實現方式中，發射端的流程示意圖如圖14所示：

S1401：將待發送的8個信息比特按照QPSK星座圖進行調制，生成4個QPSK符號。

其中，QPSK星座圖如圖7所示，8個信息比特分別為b_k，k＝0,1，……，7，4個BPSK符號分別s₀、s₁、s₂和s₃，s_k＝(2*b_2k-1)+j(2*b_2k+1-1)，k＝0、1、2和3。

S1402：將預編碼矩陣Q與4個QPSK符號組成的列向量相乘，得到和128QAM星座圖對應的4個待發送的高階調制符號。

其中，128QAM星座圖如圖15所示，預編碼矩陣為根據4個低階調制符號和128QAM星座圖得到的，具體地，與256QAM星座圖類似，不同的是系數組合為(±1,±1,±1,e^±j0_.^25π)；

為4個QPSK符號組成的列向量，4個待發送的高階調制符號，分別為x₀、x₁、x₂和x₃；

S1403：將x₀在第一發射天線的第一子載波上發送，將x₁在第二發射天線的第一子載波上發送，將x₂在第一發射天線的第二子載波上發送；將x₃在第二發射天線的第二子載波上發送。

本實施例中，將待發送的8個信息比特按照QPSK星座圖進行調制，生成4個QPSK符號，將預編碼矩陣Q與4個QPSK符號組成的列向量相乘，得到和128QAM星座圖對應的4個待發送的高階調制符號，將x₀在第一發射天線的第一子載波上發送，將x₁在第二發射天線的第一子載波上發送，將x₂在第一發射天線的第二子載波上發送；將x₃在第二發射天線的第二子載波上發送，可以看出，s₀同時在第一子載波和第二子載波上發送，也在第一發射天線和第二發射天線上發送，同時實現了頻率分集和空間分集，s₁同時在第一子載波和第二子載波上發送，也在第一發射天線和第二發射天線上發送，同時實現了頻率分集和空間分集，s₂同時在第一子載波和第二子載波上發送，也在第一發射天線和第二發射天線上發送，同時實現了頻率分集和空間分集，s₃同時在第一子載波和第二子載波上發送，也在第一發射天線和第二發射天 線上發送，同時實現了頻率分集和空間分集，從而，提高數據傳輸的收發性能。

接收端的處理方式如圖16所示：

S1601：對2個接收天線在兩個載波上接收到的信號組成的列向量進行信道均衡，得到4個QPSK符號的估計值。

其中，2個接收天線在兩個載波上接收到的信號組成的列向量為其中，其中，r_1,1表示第一接收天線在第一子載波上接收到的信號，r_2,1表示第二接收天線在第一子載波上接收到的信號，r_1,2表示第一接收天線在第二子載波上接收到的信號，r_2,2表示第二接收天線在第二子載波上接收到的信號。h_11,1表示第一子載波上第一發送天線到第一接收天線的信道響應，h_12,1表示第一子載波上第一發送天線到第二接收天線的信道響應，h_21,1表示第一子載波上第二發送天線到第一接收天線的信道響應，h_22,1表示第一子載波上第二發送天線到第二接收天線的信道響應，h_11,2表示第二子載波上第一發送天線到第一接收天線的信道響應，h_12,2表示第二子載波上第一發送天線到第二接收天線的信道響應，h_21,2表示第二子載波上第二發送天線到第一接收天線的信道響應，h_22,2表示第二子載波上第二發送天線到第二接收天線的信道響應。

4個QPSK符號的估計值分別表示為：和其中，

其中，W為信道均衡矩陣，如果采用線性最小均方誤差方法，相應的信 道均衡矩陣為W＝(G^HG+δ²I₄)^-1G^H，如果采用迫零方法，相應的信道均衡矩陣為W＝G^-1，其中，δ²為噪聲功率，I₄為4階的單位矩陣，()^-1表示對矩陣求逆。

S1602：對4個QPSK調制符號的估計值按照QPSK星座圖的的映射方式進行解調，獲得發送端發送的信息比特的估計值。

本實施例，通過對2個接收天線在兩個載波上接收到的信號組成的列向量進行信道均衡，得到4個QPSK符號的估計值，對4個QPSK調制符號的估計值按照QPSK星座圖的的映射方式進行解調，獲得發送端發送的信息比特的估計值。即通過聯合解調的方式獲得發送端發送的信息比特的估計值，同一個信號可以在多個接收天線的不同的載波同時接收，實現頻率分集和空間分集，因此，提高數據傳輸的收發性能。

圖17為本發明數據傳輸裝置實施例一的結構示意圖，如圖17所示，本實施例的轉置包括調制模塊1701、處理模塊1702和發送模塊1703，其中，調制模塊1701用于將待發送的信息比特按照低階星座圖進行調制，生成4m個低階調制符號，其中，所述m為大于等于1的整數；處理模塊1702用于將預編碼矩陣Q分別與所述4m個低階調制符號中每4個低階調制符號組成的列向量相乘，得到和高階星座圖對應的4m個待發送的高階調制符號；發送模塊1703用于將所述4m個待發送的高階調制符號分別對應的在2個天線的不同載波上發送。

在上述實施例中，所述4m個待發送的高階調制符號分為四類，其中，第4(i-1)+1個高階調制符號為第一高階調制符號、第4(i-1)+2個高階調制符號為第二高階調制符號、第4(i-1)+3個高階調制符號為第三高階調制符號，第4(i-1)+4個高階調制符號為第四高階調制符號，其中，1≤i≤l且為整數；

所述發送模塊具體用于將第一高階調制符號在第一發射天線的第一子載波上發送，將第二高階調制符號在第二發射天線的第一子載波上發送，將第三高階調制符號在第一發射天線的第二子載波上發送；將第四高階調制符號在第二發射天線的第二子載波上發送。

在上述實施例中，所述處理模塊1702具體用于：

將預編碼矩陣與4個正交相移鍵控QPSK符號組成的列向量[s₀ s₁ s₂ s₃]^T相乘，得到和256正交振幅調制QAM星座圖相對應的4個待發送的256QAM調制符號，分別為[x₀ x₁ x₂ x₃]^T，其中，x₀為第一高階調制符號、x₁為第二高階調制符號、x₂為第三高階調制符號和x₃為第四高階調制符號，[]^T表示轉置。

在上述實施例中，所述處理模塊1702具體用于

將預編碼矩陣與4個QPSK符號組成的列向量

[s₀ s₁ s₂ s₃]^T相乘，得到和128QAM星座圖相對應的4個待發送的128QAM調制符號，分別為[x₀ x₁ x₂ x₃]^T，其中，x₀為第一高階調制符號、x₁為第二高階調制符號、x₂為第三高階調制符號和x₃為第四高階調制符號，[]^T表示轉置。

在上述實施例中，所述處理模塊1702具體用于

將預編碼矩陣與4個BPSK符號組成的列向量[s₀s₁ s₂ s₃]^T相乘，得到和QPSK星座圖相對應的4個待發送的調制符號，分別為[x₀ x₁ x₂ x₃]^T，其中，x₀為第一高階調制符號、x₁為第二高階調制符號、x₂為第三高階調制符號和x₃為第四高階調制符號。

本實施例的裝置，對應地可用于執行圖5或圖10或圖14所示方法實施例的技術方案，其實現原理和技術效果類似，此處不再贅述。

圖18為本發明數據傳輸裝置實施例二的結構示意圖，如圖18所示，本實施例的裝置包括接收模塊1801、信道均衡模塊1802和解調模塊1803，其中，接收模塊1801用于在2個載波上接收信號，其中，接收模塊部署在第一接收天線與第二接收天線，2個載波分別為第一子載波與第二子載波，其中，第一接收天線在第一子載波上接收到的信號為r₁₁，第二接收天線在第一子載波上接收到的信號為r₂₁，第一接收天線在第二子載波上接收到的信號為r₁₂，第二接收天線在第二子載波上接收到的信號為r₂₂；信道均衡模塊1802用于對[r₁₁ r₂₁ r₁₂ r₂₂]^T進行信道均衡后，得到4m個低階調制符號的估計值，所述m為大于等于1的整數；解調模塊1803用于對所述4m個低階調制符號的估計值按照對應的低階星座圖進行解調，獲得發送端發送的信息比特的估計值。

在上述實施例中，所述低階調制符號為正交相移鍵控QPSK調制符號或者二進制相移鍵控BPSK調制符號。

本實施例的裝置，對應地可用于執行圖8或圖12所示方法實施例的技術方案，其實現原理和技術效果類似，此處不再贅述。

圖19為本發明數據傳輸裝置實施例三的結構示意圖，如圖19所示，本實施例的裝置包括信道均衡模塊1901、解調模塊1902和處理模塊1903，其中，信道均衡模塊1901用于對2個天線在第一子載波上接收到的信號進行信道均衡，獲得2m個第一高階調制符號的估計值，所述m為大于等于1的整數；信道均衡模塊1901還用于對2個天線在第二子載波上接收到的信號進行信道均衡，獲取2m個第二高階調制符號的估計值；解調模塊1902用于根據高階星座圖的映射方式，對2m個第一高階調制符號的估計值進行解調獲得發送端發送的信息比特的第一估計值；解調模塊1902還用于根據高階星座圖的映射方式，對2m個第二高階調制符號的估計值進行解調獲得發送端發送的信息比特的第二估計值；處理模塊1903用于將所述發送端發送的信息比特的第一估計值和所述發送端發送的信息比特的第二估計值合并，獲得發送端發送的信息比特的估計值。

在上述實施例中，所述高階調制符號為256正交振幅調制QAM調制符號或者為正交相移鍵控QPSK調制符號。

本實施例的裝置，對應地可用于執行圖9或圖13或圖16所示方法實施例的技術方案，其實現原理和技術效果類似，此處不再贅述。

圖20為本發明數據傳輸裝置實施例四的結構示意圖，如圖20所示，調制器2001、處理器2002和發射器2003，其中，調制器2001用于將待發送的信息比特按照低階星座圖進行調制，生成4m個低階調制符號，其中，所述m為大于等于1的整數；處理器2002用于將預編碼矩陣Q分別與所述4m個低階調制符號中每4個低階調制符號組成的列向量相乘，得到和高階星座圖對應的4m個待發送的高階調制符號；發射器2003用于將所述4m個待發送的高階調制符號分別對應的在2個天線的不同載波上發送。

本實施例的裝置，對應地可用于執行圖5或圖10或圖14所示方法實施例的技術方案，其實現原理和技術效果類似，此處不再贅述。

圖21為本發明數據傳輸裝置實施例五的結構示意圖，本實施例的裝置包括接收器2101、信道均衡器2102和解調器2103，其中，接收器2101用于在2個載波上接收信號，其中，接收模塊部署在第一接收天線與第二接收天線，2個載波分別為第一子載波與第二子載波，其中，第一接收天線在第一子載波上接收到的信號為r₁₁，第二接收天線在第一子載波上接收到的信號為r₂₁，第一接收天線在第二子載波上接收到的信號為r₁₂，第二接收天線在第二子載波上接收到的信號為r₂₂；

信道均衡器2102用于對[r₁₁ r₂₁ r₁₂ r₂₂]^T進行信道均衡后，得到4m個低階調制符號的估計值，所述m為大于等于1的整數；解調器2103用于對所述4m個低階調制符號的估計值按照對應的低階星座圖進行解調，獲得發送端發送的信息比特的估計值。

本實施例的裝置，對應地可用于執行圖8或圖12所示方法實施例的技術方案，其實現原理和技術效果類似，此處不再贅述。

圖22為本發明數據傳輸裝置實施例六的結構示意圖，本實施例的裝置包括信道均衡器2201、解調器2202和處理器2203，其中，信道均衡器2201用于對2個天線在第一子載波上接收到的信號進行信道均衡，獲得2m個第一高階調制符號的估計值，所述m為大于等于1的整數；信道均衡器2201還用于對2個天線在第二子載波上接收到的信號進行信道均衡，獲取2m個第二高階調制符號的估計值；解調器2202用于根據高階星座圖的映射方式，對2m個第一高階調制符號的估計值進行解調獲得發送端發送的信息比特的第一估計值；解調器2202還用于根據高階星座圖的映射方式，對2m個第二高 階調制符號的估計值進行解調獲得發送端發送的信息比特的第二估計值；處理器2203用于將所述發送端發送的信息比特的第一估計值和所述發送端發送的信息比特的第二估計值合并，獲得發送端發送的信息比特的估計值。

本實施例的裝置，對應地可用于執行圖9或圖13或圖16所示方法實施例的技術方案，其實現原理和技術效果類似，此處不再贅述。

本領域普通技術人員可以理解：實現上述各方法實施例的全部或部分步驟可以通過程序指令相關的硬件來完成。前述的程序可以存儲于一計算機可讀取存儲介質中。該程序在執行時，執行包括上述各方法實施例的步驟；而前述的存儲介質包括：ROM、RAM、磁碟或者光盤等各種可以存儲程序代碼的介質。

最后應說明的是：以上各實施例僅用以說明本發明的技術方案，而非對其限制；盡管參照前述各實施例對本發明進行了詳細的說明，本領域的普通技術人員應當理解：其依然可以對前述各實施例所記載的技術方案進行修改，或者對其中部分或者全部技術特征進行等同替換；而這些修改或者替換，并不使相應技術方案的本質脫離本發明各實施例技術方案的范圍。