用于提高車輛至車輛通信的可靠性的方法和設備與流程

本公開的實施例涉及移動通信技術，尤其涉及用于提高車輛至車輛通信的可靠性的方法和設備。

背景技術：

2015年6月,3GPP開始了基于LTE的V2X(Vehicle to X，X表示車輛，行人或蜂窩網絡)的研究項目，目的是為汽車行業實現基于廣泛使用的LTE網絡的車輛互聯。通過基于LTE的V2X，車輛能夠連入因特網并且與其他車輛連接，從而使得車輛能夠使用現有和/或未來的各種服務。

基于LTE的V2X的項目包括：1.V2V(車輛至車輛間通信,vehicle-to-vehicle)；2.V2P(車輛至行人通信，vehicle-to-pedestrian)；3.V2I/N(車輛至網絡通信,vehicle-to-infrastructure/network)。V2V服務包括通過直接的空中接口(例如，基于為LTE Release12/13中的D2D定義的PC5接口)的在車輛之間的通信；或經由eNB中繼的間接的車輛之間的通信。本公開的實施例將主要針對通過直接的空中接口的V2V傳輸。

V2X的一個重要目的在于提高駕駛的安全性，這就需要V2X傳輸具有很高的可靠性。然而，V2X傳輸的條件并不好，特別是在車輛高速行駛的情況下。另一方面，V2X傳輸可能使用相對較高的載波頻率(例如，在美國和歐洲，5.9GHz的頻段被分配給V2X，這明顯高于通常的蜂窩網絡載波頻率2GHz)。在這種情況下，需要解決下述技術問題來為V2V傳輸提供高的可靠性。

第一，高移動性以及較高的載波導致了高的多普勒頻移/頻展，這將導致V2V時域信號經歷嚴重的快速衰落。快速衰落信道將對V2V傳輸的信道估計帶來巨大的挑戰。例如，以速度280km/h和載 波頻率5.9GHz作為示例，最大的多普勒頻移將為1.53kHz，這意味著如果使用公式(1)來計算相干時間，相干時間大約為0.28ms。在相干時間間隔內，信道變化量不大。相干時間越小，時變越厲害。然而，LTE PC5中的DMRS間隔為0.5ms，這明顯大于相干時間。DMRS間隔應當落入在相干時間內，如果之外，信道之間接近獨立，導頻將失效。因此，導頻序列的傳輸應當被重新設計來適于V2V的應用條件。

第二，另一個技術挑戰在于頻偏對V2V傳輸性能的影響。在LTE V2X系統中，雖然通常假定基于GNSS的同步，但是在一些條件和場景下，基于eNB的同步將被用于V2X傳輸。在這種情況下，幾個因素將引起車輛之間的頻偏，例如eNB的頻移(根據3GPP TS36.104,宏基站頻率穩定度為±0.05ppm，而小基站頻率穩定度為±0.1ppm)。此外，各個車輛與相應的基站之間也存在殘余頻偏。在較高的載頻頻率，例如5.9GHz的情況下，所有的這些因素將導致車輛UE(user equipment)之間的較高的頻偏(例如，甚至達到4kHz)，特別是當車輛UE具有不同的服務小區時，例如如圖1所示。這種頻偏將破壞子載波之間的正交性，造成子載波之間的相互干擾，因此使得V2V傳輸的性能和可靠性下降。為了改善性能和可靠性，需要估計并補償頻偏。

技術實現要素：

針對現有技術中存在的技術問題，本公開的實施例提供了一種解調參考信號(Demodulation Reference Signal，DMRS，在本文檔中也稱作導頻)的傳輸方案，并在接收側基于此來估計頻偏并對接收的信號進行頻偏補償，之后進行信道估計和均衡并對傳輸消息檢測譯碼。

本領域技術人員應當理解，在公開的范圍中，導頻序列/DMRS序列等概念相互類似，并且在本公開將示例性地以導頻序列為例進行說明。

根據本公開的第一方面，提出了一種在車輛的發送機中用于提高車輛至車輛通信的可靠性的方法，包括以下步驟：在占用的物理資源塊上選擇c個OFDM符號，其中c≥3；以及在所選擇的c個OFDM符號中的偶數號子載波上發送導頻序列并且在所述所選擇的c個OFDM符號中的奇數號子載波上以零功率發送所述導頻序列，以使每個用于發送導頻序列的OFDM符號在時域上被劃分為彼此相同的前半個OFDM符號和后半個OFDM符號。

根據本公開的第二方面，提出了一種在車輛的接收機中用于提高車輛至車輛通信的可靠性的方法，包括以下步驟：A.對于用于傳輸導頻序列的每個OFDM符號，在時域上將所述每個OFDM符號分別劃分為前半個OFDM符號和后半個OFDM符號；B.對于每個目標車輛的發送機所發送的傳輸信號，基于目標車輛的導頻序列所使用的物理資源塊的子載波，針對相應的OFDM符號，分別計算經時頻變換的所述前半個OFDM符號和所述后半個OFDM符號之間的相位差變量；以及C.通過累加針對所述相應的OFDM符號所計算的相位差變量，分別估計所述車輛的接收機與所述每個目標車輛的發送機之間的頻偏，以對來自所述每個目標車輛的傳輸信號分別進行頻偏補償。

根據本公開的第三方面，提出了一種在車輛的發送機中用于提高車輛至車輛通信的可靠性的設備，包括：選擇單元，其用于在占用的物理資源塊上選擇c個OFDM符號，其中c≥3；以及發送單元，其用于在所選擇的c個OFDM符號中的偶數號子載波上發送導頻序列并且在所述所選擇的c個OFDM符號中的奇數號子載波上以零功率發送所述導頻序列，以使每個用于發送導頻序列的OFDM符號在時域上被劃分為彼此相同的前半個OFDM符號和后半個OFDM符號。

根據本公開的第四方面，提出了一種在車輛的接收機中用于提高車輛至車輛通信的可靠性的設備，包括：劃分單元，其用于對于用于傳輸導頻序列的每個OFDM符號，在時域上將每個OFDM符號分別劃分為前半個OFDM符號和后半個OFDM符號；計算單元，其 用于對于每個目標車輛的發送機所發送的傳輸信號，基于目標車輛的導頻序列所使用的物理資源塊的子載波，針對相應的OFDM符號，分別計算經時頻變換的所述前半個OFDM符號和所述后半個OFDM符號之間的相位差變量；以及頻偏補償單元，其用于通過累加針對所述相應的OFDM符號所計算的相位差變量，分別估計所述車輛的接收機與所述每個目標車輛的發送機之間的頻偏，以對來自所述每個目標車輛的傳輸信號分別進行頻偏補償。

通過本公開的實施例，解決了車輛之間的頻偏和信道估計問題，并且由此提高了V2V傳輸的性能。特別地，本公開有效地解決了由例如多普勒頻移和頻偏等各種因素引起的對V2V傳輸的影響。

本公開的實施例也能夠與LTE PC5使用的SC-FDMA更好的兼容。此外，本公開的實施例在頻偏估計和補償方面性能顯著，從而增強了V2V的傳輸安全性和可靠性。進一步地，本公開的實施例的復雜性較低。

附圖說明

通過閱讀參照以下附圖所作的對非限制性實施例所作的詳細描述，本公開的實施例的其它特征、目的和優點將會變得更加明顯：

圖1示出了根據本公開的一個實施例的V2V通信的場景示意圖；

圖2示出了根據本公開的一個實施例的導頻序列在物理資源塊上的分布示意圖；

圖3示出了根據本公開的一個實施例的在車輛中用于提高車輛至車輛通信的可靠性的方法的流程示意圖；

圖4示出了根據本公開的另一個實施例的在車輛中用于提高車輛至車輛通信的可靠性的方法的示意圖；

圖5示出了根據本公開的另一個實施例的對用于導頻序列的OFDM符號進行時頻變換的示意圖；

圖6示出了根據本公開的一個實施例的接收V2V數據包的接收流程示意圖；

圖7示出了根據本公開的又一個實施例的頻差補償效果示意圖；

圖8根據本公開的一個實施例的在車輛中用于提高車輛至車輛通信的可靠性的設備示意圖；以及

圖9根據本公開的另一個實施例的在車輛中用于提高車輛至車輛通信的可靠性的設備示意圖。

在圖中，貫穿不同的示圖，相同或類似的附圖標記表示相同或相對應的部件或特征。

具體實施方式

下文首先對本公開的框架和思路進行描述。本公開的基本思路在于：通過配置導頻序列的收發不僅能夠在V2V傳輸時的信道的快速衰變情況下實現精確的信道估計，也能夠同時在頻域來實現精確的頻偏估計和補償。此外，考慮到通過頻分復用(Frequency Division Multiplexing,FDM)復用不同的車輛傳輸，并且不同的車輛傳輸具有各自獨立的頻偏，因此本公開的實施例在頻域中實現頻偏補償。

具體地，在本公開的實施例中，在所分配或選擇的物理資源塊中使用更多的正交頻分復用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing,OFDM)符號(例如大于等于3個)來傳輸導頻序列，以適應由于多普勒效應引起的信道的快速變化。進一步地，在用于傳輸導頻序列的各個OFDM符號中，僅僅選擇偶數號的子載波來發送和/或廣播導頻序列，而在奇數號子載波上零功率發送和/或廣播導頻序列。由此，在時域中，用于發送導頻序列的一個OFDM符號將可以視為兩個相同的半個OFDM符號，也即前半個OFDM符號和后半個OFDM符號。這將對接收機一側進行頻偏估計和補償的操作非常便利。這是因為這兩個半個OFDM符號攜帶了相同的導頻符號，并且在時域上相鄰，因此將非常有利于進行頻偏估計和補償。替代地，如果選擇奇數的子載波來傳輸導頻序列，則上述兩個半個OFDM符號所攜帶的導頻符號將呈共軛關系，并且由此不利于進行頻偏估計和補償。

具體地，本公開的實施例針對發送車輛和接收車輛分別提出了方案。

在發送車輛側(例如車輛的發送機中)，假定待傳輸的V2V數據包在預先配置的V2V資源池中占據一個或多個相鄰或不相鄰的子幀上的M個連續的物理資源塊(PRB)。在此，為了實現頻率分集，可以在N個子幀中的M個PRB上進行頻率跳頻。所占據的時頻資源可以由eNB進行集中的資源分配，或者由車輛作為UE(user equipment)來自治地決定資源配置。

在所使用的每個子幀上所使用的M個PRB之內，發送車輛UE將插入導頻序列，以協助接收側的另一車輛進行信道估計和數據消息的檢測。例如，在現有的LTE PC5的導頻序列的圖案基礎上，為導頻序列使用更多的OFDM符號(例如，4個OFDM符號，即#2,#5,#8and#11，其中以#0作為起始OFDM符號)，也即以這些OFDM符號來向其他各個車輛廣播導頻符號。此外，在每個用于傳輸導頻序列的OFDM符號中，僅僅設置偶數號的子載波來攜帶導頻序列。這就意味著長度為12*M/2＝6*M的導頻序列被映射至偶數號的子載波上(這里12表示LTE中每個PRB塊包含的子載波個數，對于其它PRB中子載波個數配置，本領域技術人員應做相應變化)。在此，可以基于LTE系統中的LTE上行解調參考信號序列來產生上述長度為6*M的導頻序列(下文將詳述)。在本公開的一個實施例中，可以為用于傳輸導頻序列的不同的OFDM符號使用相同或不同的導頻序列。

在另一車輛的接收機側，在執行信道估計和為每個V2V數據包進行數據解調之前，將在頻域上實施頻偏估計和補償。在本公開的一個實施例中，例如可以采用下述步驟:

步驟1:對于每個用于傳輸導頻序列的OFDM符號，將其分成兩個半個OFDM符號(也即前半個和后半個OFDM符號)。在本公開的一個實施例中，通過使用N_FFT/2的傅里葉變換來將上述兩個半個OFDM符號變換至頻域。在此，N_FFT表示用于導頻序列或數據的OFDM符號的FFT/IFFT的尺寸，也即車輛至車輛通信的載波帶寬所對應的FFT變換的點數。例如，對于10MHz的載波，N_FFT等于1024。

步驟2：

在需要接收的導頻序列所使用的PRB上，針對相應的OFDM符號分別計算兩個半個OFDM符號的子載波間的相位差變量。對用于傳輸導頻序列的所有的OFDM符號的相位差變量進行累加，并基于累加的相位差變量來估計頻偏。

步驟3:通過將接收的信號(包括導頻序列和數據)與頻偏補償矩陣相乘來在頻域上進行頻偏補償。在此，將基于上個步驟中獲取的頻偏估計來構造頻偏補償矩陣。

下文將分別詳細地給出在發送車輛側的實施例和接收車輛側的實施例。

I.發送車輛側的實施例

不失一般性，在該實施例中假定每個V2V數據包(數據和/或控制信息)占據分布在一個或多個子幀上的兩個連續的PRB。在此，eNB可以在用于V2V傳輸的資源池中集中地分配上述資源，或由車輛UE自身來選擇上述資源。在此，為了方便說明，將以一個子幀為例進行說明。在此基礎上，本領域的技術人員將容易地擴展至在多個子幀上的多次重復傳輸。此外，在這個實施例中，將考慮下述場景：兩個車輛UE所發送的傳輸信號以FDM方式占用同一個子幀上的不同的物理資源塊。在圖2中示出了上述情形。

在下文中將參照圖2和圖3對該實施例進行描述。圖3示出了根據本公開的一個實施例的在車輛中用于提高車輛至車輛通信的可靠性的方法的流程示意圖。這例如可以在車輛的發送機中實現。

如圖3所示，在步驟S301中，在例如發送機占用的物理資源塊上選擇c個OFDM符號，其中c≥3。接著，在步驟S302中，在所選擇的c個OFDM符號中的偶數號的子載波上發送/廣播導頻序列并且在所選擇的c個OFDM符號中的奇數號子載波上以零功率發送所述導頻序列，以使每個用于傳輸導頻序列的OFDM符號在時域上被劃分為彼此相同的前半個OFDM符號和后半個OFDM符號。

在本公開的一個實施例中，按導頻配置選擇上述c個OFDM符號。

具體地，在此，對于所有的車輛UE(例如，車輛UE 1、車輛UE2等)，在用于傳輸導頻序列的OFDM符號上，僅僅使用偶數號的子 載波來攜帶導頻符號，而將奇數的子載波設置為零(也即在奇數的子載波上的發送功率為零)。此外，為了克服由于高的多普勒頻移引起的無線信道的快速變化，相比于D2D應用中的現有的PC 5接口下的導頻序列圖案使用了更多的OFDM符號來傳輸導頻序列。在圖3的示例中，以相互間隔3個OFDM符號的形式使用了4個OFDM符號。在此，用于傳輸導頻序列的OFDM符號的間隔為大約0.214ms，其小于背景技術中提及的0.28ms的相干時間，從而克服了由多普勒頻移帶來的問題。本領域的技術人員應當理解，還能夠使用大于等于3的其他數量的OFDM符號來傳輸導頻序列，從而使得上述用于導頻序列的OFDM圖案相比于圖2更加密集。

在此，假定V2V數據包在頻域上占據M個連續的PRB，并且在圖2中示出了M等于2的情形。在這個情況下，與該V2V數據包相關的導頻序列的長度為M*6(不失一般性，這里假設每個物理資源塊包含12個子載波)。在M等于2的情形下，該導頻序列的長度為12。在本公開的一個實施例中，可以為用于傳輸導頻序列的不同的OFDM符號使用相同或不同的導頻序列。進一步地，可以根據LTE上行解調參考信號序列來產生依據本公開的實施例的用于V2V的導頻序列。例如可以通過下述兩種方法：

方法1：不通過對LTE上行解調參考信號序列進行打孔來產生用于V2V的導頻序列，也即直接利用LTE中的導頻序列作為V2V的導頻序列。

在此，V2V的導頻序列通過使用相應的LTE上行解調參考信號序列而產生，但無需進行打孔。通過這種方法，使用LTE上行解調參考信號序列中的長度為M*6的導頻序列的產生方法來產生具有長度為M*6的V2V的導頻序列。

具體地，使用M個PRB情況下的V2V的導頻序列相應于使用M/2個PRB情況下的LTE上行解調參考信號序列。這是因為在本公開的實施例中實際上只有一半的子載波來用于傳輸導頻序列。而當M＝1時，則需要定義一個新的長度為6的V2V的導頻序列，這是因為在LTE的上行鏈路中并沒有長度為6的導頻序列。

在此方法下，能夠有效地將V2V的導頻序列的峰值平均功率比(PAPR)保持得較低。

方法2：通過對LTE上行解調參考信號序列進行打孔來產生用于V2V的導頻序列。

在此，V2V的導頻序列基于LTE上行解調參考信號序列而產生，然而需要進行進一步地打孔。通過這種方法，使用LTE上行解調參考信號序列的長度為M*12的導頻序列的產生方法來產生具有長度為M*6的V2V的導頻序列。通過對LTE上行解調參考信號序列中的奇數元素進行打孔來獲取V2V的導頻序列。在該方法下，無需進一步為M＝1的情況新定義V2V的導頻序列。

接著，在步驟S303中，發送機將用于發送導頻序列的OFDM符號與其他的用于傳輸車輛消息的OFDM符號在時域復用形成傳輸信號，并且發送傳輸信號。

II.接收車輛側的實施例

發送車輛UE周圍的車輛將接收發送車輛所發送的V2V數據包，這里以某一接收車輛UE為例進行說明。在此，接收車輛UE的接收機將試圖解碼由其他的各個車輛UE發送的V2V數據包。在特定的同步框架下(例如，基于GNSS的同步或基于eNB的同步)，該另一車輛UE將監控V2V資源池中的調度分配(scheduling assignment,SA)信道。該SA信道包括關于后續的V2V數據包的控制信息，例如數據信道索引信息、調制和編碼信息、發送功率信息等。該另一車輛UE監控在SA資源池中傳輸的所有可能的SA信道，并且如果成功地檢測到任何SA信道，則該另一車輛UE將根據解碼的SA來檢測后續的V2V數據包。在此，本公開的實施例將適用于SA信道的傳輸和數據信道的傳輸。后續的實施例也將能夠適用于SA信道和數據信道。

圖4示出了根據本公開的另一個實施例的在車輛中用于提高車輛至車輛通信的可靠性的方法的流程示意圖。該實施例例如可以在車輛的接收機中實施。

如圖4所示，在步驟S401中，接收機將首先對接收的第一信號 進行自動增益控制，以將第一信號的幅度調整至預定范圍或合適的范圍。具體地，對于在V2V資源池中將解調的每個子幀(即SA信道和/或由檢測的SA信道所指示的數據信道)，接收機將首先進行自動增益控制操作，以根據每個子幀中的第一個OFDM內的測量值來有效地調節接收的第一信號的幅度范圍。在此，第一信號表示該車輛接收到來自所有的其他車輛的傳輸信號。這例如可以是在一個子幀中的所有目標車輛的發送機所發送的傳輸信號的疊加信號。

隨后，車輛的接收機將進行接收車輛與發送車輛之間的頻偏估計。在本公開的實施例中，頻偏估計是基于用于導頻序列的OFDM符號來進行的。如在發送車輛側的實例中描述地，在用于傳輸導頻序列的OFDM符號中，僅僅使用偶數號的子載波來傳輸導頻符號/序列，這將導致兩個彼此相同的攜帶導頻符號的半個OFDM符號。在發送車輛的發送機與接收車輛的接收機之間存在頻偏的情況下，這兩個相同的半個OFDM符號將經歷不同的相位變化，因此可以基于頻域中的這兩個半個OFDM符號之間的相位差來實施頻偏估計。

換而言之，本公開的實施例的頻偏估計和后續的補償都將在頻域完成。這是考慮到不同的車輛的傳輸能夠被復用在一個子幀中，并且相對于接收車輛的接收機，不同的發送車輛的發射機具有不同的頻偏。

在發生頻偏的情況下，在時域上接收的用于攜帶導頻序列的OFDM符號r(n)可以表示為：

在此，u表示車輛UE的索引號。L表示多路徑的數量。h_i和n_i則分別表示相應于用于傳輸導頻序列的OFDM符號的復數形式的多路徑信道系數和多路徑延遲。△f則表示經過子載波間隔歸一化處理后的頻偏。N_CP和N_FFT則表示車輛至車輛通信的載波帶寬所對應的循環前綴的長度和FFT/IFFT變換的點數。例如，在載波帶寬為10MHz的情況下，根據LTE系統標準的定義，N_CP＝72，而N_FFT＝1024。在此，不失一般性，假定使用一個發送天線和接收天線。根據式(2)，接收的信號是FDM復用的多個車輛UE的傳輸信號的疊加。在忽略用戶間 干擾(由于頻分復用的V2V傳輸占據連續的子載波，因此用戶間干擾是不顯著的)的情況下，能夠關注一個發送用戶，也即第u個車輛UE。

在發送機側，根據前述的導頻序列圖案，在時域上前半個OFDM符號p(n)與后半個OFDM p(n+N_FFT/2)之間存在下述關系：

p(n)＝p(n+N_FFT/2),n＝0,1,2,…,N_FFT/2-1 (3)

因此，如步驟S402所示，對于每個用于傳輸導頻序列的OFDM符號，在時域上將每個OFDM符號分別劃分為前半個OFDM符號和后半個OFDM符號。具體地，接收的信號被劃分為下述兩個前半個OFDM符號和后半個OFDM符號：

r₁(n)＝r(n),n＝0,1,2,…,N_FFT/2-1 (4a)

r₂(n)＝r(n+N_FFT/2),n＝0,1,2,…,N_FFT/2-1 (4b)

接著，在步驟S403中，車輛中的接收機對于每個目標車輛的發送機所發送的傳輸信號，基于相應的導頻序列所使用的物理資源塊的子載波，針對相應的OFDM符號，分別計算經時頻變換的前半個OFDM符號和后半個OFDM符號之間的相位差變量。隨后在步驟S404中，車輛中的接收機通過累加針對相應的OFDM符號所計算的相位差變量，分別估計車輛的接收機與每個目標車輛的發送機之間的頻偏，以對來自每個目標車輛的傳輸信號分別進行頻偏補償。

可選地，在步驟S403中，對前半個OFDM符號和后半個OFDM符號分別進行時頻變換。可選地，對前半個OFDM符號和后半個OFDM符號分別進行N_FFT/2的傅里葉變換，其中N_FFT為車輛至車輛通信的載波帶寬所對應的FFT變換的點數，如圖5所示。

在本公開的一個實施例中，可以通過下式來實施上述過程：

在此,表示N_FFT/2點的FFT矩陣。

本公開的一個實施例中，步驟S403和S404可以通過下述方法來實現：

接收車輛如果僅想關注于發送方為第u個車輛UE(其占據了從 第m個PRB起始的M個連續的PRB)，則在頻域上相應于第u個車輛UE的接收的導頻符號能夠表示為：

在此，表示每個PRB中的子載波的數量。在LTE系統中，其值為12。隨后，在頻域上，在第u個車輛UE的兩個半個OFDM符號(也即P₁(k)和P₂(k))之間存在下述關系：

在此，w_ni(k)表示噪聲和在第k個子載波處的干擾。因此，可以借助上式使用P₁(k)和P₂(k)的關系來推出頻偏△f。

可選地，在跳過所使用的物理資源塊的邊緣子載波的情況下累加相位差變量。這是因為由于不同的頻分復用的發送車輛UE與接收車輛UE的接收機具有不同的頻偏引起的干擾在發送車輛UE所使用的PRB中的邊緣子載波處最大。為了抑制這種干擾，在進行累加時，可以跳過這些邊緣子載波，從而來增加頻偏估計的精確性。

根據本公開的一個實施例，通過下式來進行頻偏估計：

其中，P₁(k)和P₂(k)分別表示相應的OFDM符號的前半個OFDM符號和后半個OFDM符號中目標車輛的發送機所占用的物理資源塊的子載波上所傳輸的符號，c表示一個物理資源塊中用于傳輸導頻序列的OFDM符號的數量，上標符號*表示共軛操作，G₁和G₂分別表示需要跳過的物理資源塊的上邊緣處的子載波的數量和下邊緣處的子載波的數量，符號∠表示取式中的相位。

下文，將具體描述接收車輛的接收機如何基于上述估計出的頻偏來對來自一個目標車輛的發送機的傳輸信號進行頻偏補償。為了描述方便，下文將針對第u個車輛的傳輸信號進行描述，該傳輸信號占據從第m個PRB起的M個連續的PRB，而不考慮相同幀中的其他車輛UE的數據傳輸。在該假設下，接收車輛接收到第一信號的傳輸模型可以表示為：

在此，是一個N_FFT行列的矩陣,表示在存在頻偏條件下的車輛接收的第一信號在頻域上的矩陣表示。表示每個子幀中的OFDM符號的數量，在LTE系統中為14。而和表示N_FFT點的FFT/IFFT變換矩陣。diag(.)表示對角矩陣處理，其以輸入的向量作為對角矩陣中的對角元素。而和可以表示為：

其中，表示每個OFDM符號內不同采樣點間由頻偏帶來的相位偏移，表示子幀內不同的OFDM符號間由頻偏帶來的相位偏移。如前所述，N_CP和N_FFT則表示車輛至車輛通信的載波帶寬所對應的循環前綴的長度和FFT/IFFT變換的點數。

以來表示忽略其他用戶傳輸的干擾的并且在沒有頻偏情況下的在頻域中的來自第u個車輛的接收信號。的元素是所傳輸的調制符號(經DFT預編碼處理)和信道頻域響應的乘積加上噪聲，并且能夠以下式來表示：

在本公開的一個實施例中，將基于頻偏估計來構造頻偏補償矩陣，并將頻偏補償矩陣與接收的信號相乘。

可選地，基于式(9)，在原理上能夠通過下式來進行頻偏補償：

在此，矩陣W_left用于補償由頻偏引起的子載波間的干擾，矩陣W_right用于校正物理資源塊中的各個OFDM符號的由頻偏引起的相位不同。也即在式(13)中，在信號兩邊分別乘以矩陣W_ICI的逆矩陣和的逆矩陣，從而恢復出未受到頻偏影響的接收信號。

其中，

在上述兩個矩陣中的表示前文中所估計的頻偏。

在本公開的一個實施例中，根據式(12)，在接收車輛僅想從車輛u接收信號的情況下，僅僅關注與該車輛u相關的特定的子載波。因此可以進行下述操作：

在此，根據車輛u的信號所使用的物理資源塊的子載波序號對矩陣W_left和矩陣進行子矩陣提取。具體地，上標’表示該矩陣是從原矩陣中提取的子矩陣。該子矩陣具有由式(12)指示的特定的行，并且具有原矩陣中所有的列。該上標”表示該矩陣也是從原矩陣中提取的子矩陣，而該子矩陣具有特定的行和列。例如，對于車輛u，個行從子載波開始，并且個列從列開始。由此得出的信號僅僅與車輛u相關。

進一步地，根據本公開的另一可選的實施例，可以通過簡單的方式來計算矩陣W_left。具體地，可以通過下式來計算W_left：

在此，T_oeplitz(.)表示進行托普利茲矩陣變換。該變換以輸入的第一個行向量作為第一行，其他行則可以通過對第一行的向右循環移位來產生。本領域技術人員應當熟知該托普利茲矩陣變換，在此不再詳述。通過該實施例，能夠非常方便地通過對向量進行IFFT變化來獲取矩陣W_left。

接著，回到圖4，在步驟S405中，車輛中的接收機將基于經過頻偏補償的信號來進行信道估計和均衡。并且，在步驟S406中，接收機解調并且解碼經過頻偏補償的信號。

圖6示出了根據本公開的一個實施例的接收V2V數據包的接收流程示意圖。如圖6所述，接收信號在車輛UE的側將依次經歷頻偏估計、頻偏補償、信道估計和均衡以及解調并且解碼的過程。

本公開的實施例的方案的評估

在此，實施了鏈路層級的仿真來評估本方案的性能。在表1中列出了仿真條件。在此，載波頻率被設為5.9GHz，而車輛間的相對速度為280kmph。經過歸一化處理的頻偏為0.1，0.2和0，這分別相應于頻 偏1.5KHz，3.0KHz和0。在此，頻偏包括多普勒頻移和由其他因素引起的頻偏。在圖7示出了頻差補償效果示意圖。從圖7可見，在相對較大的頻偏下的鏈路性能已經被改善為接近理想狀態(也即沒有頻偏)下的鏈路性能。通過圖7的仿真效果也進一步驗證了本公開的實施例的可行性和有效性。

表1仿真條件

圖8根據本公開的一個實施例的在車輛中用于提高車輛至車輛通信的可靠性的設備示意圖。該設備80例如可以是車輛的發送機。該設備80包括選擇單元801和發送單元802。

選擇單元801用于在占用的物理資源塊上選擇c個OFDM符號，其中c≥3。發送單元802用于在所選擇的c個OFDM符號中的偶數號子載波上發送導頻序列并且在所述所選擇的c個OFDM符號中的奇數號子載波上以零功率發送所述導頻序列，以使每個用于發送導頻序列的OFDM符號在時域上被劃分為彼此相同的前半個OFDM符號和后半個OFDM符號。

圖9根據本公開的另一個實施例的在車輛中用于提高車輛至車 輛通信的可靠性的設備示意圖。該設備90例如可以是車輛的接收機。該設備90包括劃分單元901、計算單元902和頻偏補償單元903。

劃分單元901用于對于用于傳輸導頻序列的每個OFDM符號，在時域上將每個OFDM符號分別劃分為前半個OFDM符號和后半個OFDM符號。計算單元902用于對于每個目標車輛的發送機所發送的傳輸信號，基于目標車輛的導頻序列所使用的物理資源塊的子載波，針對相應的OFDM符號，分別計算經時頻變換的前半個OFDM符號和后半個OFDM符號之間的相位差變量。頻偏補償單元903用于通過累加針對相應的OFDM符號所計算的相位差變量，分別估計車輛的接收機與每個目標車輛的發送機之間的頻偏，以對來自每個目標車輛的傳輸信號分別進行頻偏補償。

需要說明的是，上述實施例僅是示范性的，而非對本公開的實施例的限制。任何不背離本公開的實施例精神的技術方案均應落入本公開的保護范圍之內，這包括使用在不同實施例中出現的不同技術特征，裝置方法可以進行組合，以取得有益效果。此外，不應將權利要求中的任何附圖標記視為限制所涉及的權利要求；“包括”一詞不排除其他權利要求或說明書中未列出的裝置或步驟。