度。縱軸表示SC切斷等級，具體地說，示出過電流保護 電路10開始保護動作的開關元件1的主電流(即集電極電流Ic)的值。
[0091] 圖15是表示與本發明的實施方式相對的對比例的圖。圖15所示的對比例不具備分 壓電路3及校正電壓產生電路5。除了該差異點W外，是與圖1所示的實施方式1所設及的半 導體裝置51相同的電路。
[0092] 如圖3所示，通過將由電阻R3產生的壓降量A V3與感測電壓Vsense相加，從而除了SC 切斷等級的等級校正之外，得到溫度變化量校正運樣的校正效果。如果對等級校正進行說 明，則在圖3的對比例的特性圖中，元件溫度25°C時的SC切斷等級是1190A。與此相對，在實 施方式1所設及的半導體裝置51中，元件溫度25°C時的SC切斷等級是940A。從圖3可知，實施 方式1的SC切斷等級值與對比例相比整體性地降低。
[0093] 如果對溫度變化量校正進行說明，則元件溫度25°C時的SC切斷等級從1190A降低 至940A。而且，從元件溫度25°C至125°C為止期間的SC切斷等級的變化量，在對比例中為一 490A，與此相對，在實施方式1中為一400A。相同溫度范圍內的SC切斷等級的變化量減少了 90A左右。即，相同的溫度范圍內的SC切斷等級的溫度變化量變小，改善了SC切斷等級的溫 度特性。
[0094] 根據實施方式1，能夠通過分壓電路3對感測電壓Vsense進行校正。在日本特開 2008-206348號公報等中公開了不使用校正電壓而是使用校正電流實現的SC切斷等級調 整技術。在該公報所設及的技術中，為了根據校正電壓生成校正電流而需要運算放大器等 比較高價的電子部件，存在成本、安裝面積方面的問題。關于運一點，根據實施方式1，能夠 通過校正電壓Vc和使用2個電阻R3、R4而構成的分壓電路3運種簡單的結構，而對SC切斷等 級進行調整。
[0095] 如W上說明所述，根據實施方式1所設及的半導體裝置51及驅動裝置2,構成為能 夠使用校正電壓Vc和分壓電路3運種簡單的電路適當地調整比較器6的輸入電壓范圍的、實 用的電路。通過運種實用的電路，能夠抑制與溫度變化相伴的SC切斷等級的變動。
[0096] 此外，如圖3所示，通過將校正電壓Vc設定為高于感測電壓Vsense,從而使SC切斷等 級降低，但本發明并不限定于此。也可W為了提高SC切斷等級，將校正電壓Vc設定為低于感 測電壓V sense O
[0097] 對校正電壓Vc進行輸出的校正電壓產生電路5也可W使用規定的基準電壓和諸如 射極跟隨器運樣的跨阻抗電路而實現。在該情況下具有電路簡單的優點。
[0098] 此外，開關元件1并不限定于由娃構成的IGBT。也可W使用由娃形成的功率MOS陽T 及由碳化娃(SiC)形成的功率M0SFET。
[0099] 實施方式2.
[0100] 圖4是表示本發明的實施方式2所設及的半導體裝置52及半導體開關元件的驅動 裝置102的圖。除了將校正電壓產生電路5置換為校正電壓產生電路105W外，半導體裝置52 及驅動裝置102與實施方式1所設及的半導體裝置51及驅動裝置2相同。
[0101] 校正電壓產生電路105具備作為射極跟隨器的NPN晶體管11、基準電壓源12。基準 電壓源12生成校正用基準電壓VcrefnNPN晶體管11的基極端子與基準電壓源12連接。NPN晶 體管11的集電極端子與電壓源連接，NPN晶體管11的發射極端子與電阻R4連接。
[0102] 根據實施方式2,使用NPN晶體管11及由電阻R3、R4構成的分壓電路3,因此能夠構 建小規模的電路，能夠兼顧低成本及小安裝面積。
[0103] 實施方式3.
[0104] 圖5是表示本發明的實施方式3所設及的半導體裝置53及半導體開關元件的驅動 裝置202的圖。除了追加電容元件Cll運一點W外，半導體裝置53及驅動裝置202與實施方式 1所設及的半導體裝置51及驅動裝置2相同。
[0105] 電容元件C11的一端連接在電阻R3、R4的連接點和過電流保護電路10的輸入側之 間。電容元件Cll的另一端接地。電阻R3、R4與電容元件Cll構成低通濾波器。利用該低通濾 波器能夠將暫態噪聲去除。另外，能夠將分壓電路3的電阻R3、R4兼用于低通濾波器，因此能 夠將部件數量抑制得較少。
[0106] 實施方式4.
[0107] 圖6是表示本發明的實施方式4所設及的半導體裝置54及半導體開關元件的驅動 裝置302的圖。除了追加濾波器電阻R5及電阻R6運一點W外，半導體裝置54及驅動裝置302 與實施方式3所設及的半導體裝置53及驅動裝置202相同。
[0108] 在分壓電路3和過電流保護電路10的輸入側之間，串聯插入有用于去除暫態噪聲 的濾波器電阻R5。濾波器電阻R5與電容元件Cll的一端連接而形成低通濾波器。如果單獨地 配置濾波器電阻R5,則元件數增加。但是，低通濾波器的時間常數通過濾波器電阻R5調整即 可，因此電阻R3、R4不受限于低通濾波器的時間常數，能夠自由地設計分壓電路3。因此設計 自由度高。
[0109] 另外，將電阻R6與電容元件Cll并聯配置。電阻R6和電容元件Cll的并聯電路的一 端連接在過電流保護電路10的輸入側和濾波器電阻R5之間。電阻R6和電容元件Cll的并聯 電路的另一端接地。根據上述的電路，電阻R6與濾波器電阻R5-起形成電阻分壓電路，因此 能夠進一步對校正后感測電壓Vin進行分壓調整。
[0110] 在運里，將進一步對校正后感測電壓Vin進行分壓調整后的電壓還稱為再校正后 感測電壓Vine。該2級的感測電壓調整機構，在后述的實施方式10的情況下特別有效。
[0111] 濾波器電阻R5及電阻R6的電阻值，優選設為比感測電阻R2及電阻R3的電阻值大的 值。在濾波器電阻R5及電阻R6的電阻值與感測電阻R2及電阻R3的電阻值相比是充分大的值 的情況下，再校正后感測電壓Vine由下面的式(4)近似地表示，其中，該再校正后感測電壓 Vine是向過電流保護電路10的輸入信號。
[011；3]實施方式5.
[0114] 圖7是表示本發明的實施方式5所設及的半導體裝置55及半導體開關元件的驅動 裝置402的圖。除了追加校正電壓開關元件14及SW控制電路15運一點W外，半導體裝置55及 驅動裝置402與實施方式1所設及的半導體裝置51及驅動裝置2相同。
[0115] 校正電壓開關元件14是M0SFET。校正電壓開關元件14的柵極端子與SW控制電路15 的輸出連接，從SW控制電路15接受SW信號。SW信號是用于將校正電壓開關元件14接通/斷開 的驅動信號。
[0116] 校正電壓開關元件14的漏極端子與校正電壓產生電路5連接，接受校正電壓Vc。校 正電壓開關元件14的源極端子與電阻R4的一端連接。校正電壓開關元件14在校正電壓產生 電路5和電阻R4的一端之間能夠對接通和斷開進行切換。圖7的校正電壓開關元件14是 MOS陽T，但也可W使用雙極晶體管。
[0117] 圖8是表示本發明的實施方式5所設及的半導體裝置55及驅動裝置402的動作的時 序圖。在實施方式5中，在開關元件1的導通后延遲地將校正電壓開關元件14從斷開設為接 通。
[0118] 如日本特開2013-77976號公報公開所示，在開關元件1的導通時，存在感測電壓 過渡性地變動的區間。是圖8中所示的過渡區間Tst。在過渡區間Tst將校正電壓開關元件14 斷開，在經過過渡區間Tst后將校正電壓開關元件14設為接通。由此，在過渡區間Tst使校正 后感測電壓Vin低于過電流保護電路10的闊值電壓Vthresh。此外，在運里，假設為校正電壓Vc >感測電壓V sense O
[0119] 在過渡區間Tst能夠使校正后感測電壓Vin低于闊值電壓Vthresh，能夠防止校正后 感測電壓Vin錯誤地達到SC切斷等級的情況。
[0120] 在實施方式5所設及的上述的電路中，能夠使暫態的噪聲混入、感測電壓的變動低 于闊值電壓Vthresh,在理想情況下不需要實施方式3、4中使用的低通濾波器。能夠消除由于 低通濾波器的時間常數所引起的過電流保護的檢測延遲，削減部件數量。另外，僅在需要使 用校正電壓開關元件14時選擇性地供給校正電壓Vc,因此能夠減少消耗電流。
[0121] 實施方式6.
[0122] 圖9是表示本發明的實施方式6所設及的半導體裝置56及半導體開關元件的驅動 裝置502的圖。除了追加溫度傳感器16運一點W外，半導體裝置56及驅動裝置502與實施方 式1所設及的半導體裝置51及驅動裝置2相同。
[0123] 溫度傳感器16測定開關元件1的元件溫度。校正電壓產生電路5與溫度傳感器16連 接，基于溫度傳感器16的輸出，輸出具有元件溫度越高則越降低的負溫度梯度的校