電平移位電路的制作方法
【技術領域】
[0001]本發明涉及電平移位電路，主要涉及將對反相電路中使用的半橋連接的M0SFET、IGBT, SiCFET, GaNFET等開關元件進行控制的控制信號的電壓電平轉換為該控制中適當的電平的電路。
【背景技術】
[0002]在空調、冷減庫等家電廣品中使用的電動機的控制中，為了提尚節能性能而廣泛使用基于微型控制器的可高度控制的反相方式。另一方面，伴隨SiCFET、GaNFET等寬帶隙半導體元件的實用化，為了追求由其低導通電阻、高頻特性得到的效率提高，正在研究對反相電路的應用。
[0003]圖6示出了現有的反相電路的電路結構例。圖6是反相電路INV的結構例，該反相電路INV包括驅動電路30、η型MOSFET的電力用開關元件7a和7b、二極管8以及電容器9。驅動電路30具有電平移位電路的功能。
[0004]在驅動電路30分別設置有從外部供給的電源端子VCC、接地端子VSS、高壓側(high side)電路36側的控制輸入端子Inh、低壓側(low side)的控制輸入端子In1、高壓側電路36側的正電壓電源端子Vb、基準電源端子Vs、輸出端子Vh和低壓側的輸出端子Vl。驅動電路30的電源端子VCC和接地端子VSS分別與反相電路INV的電源端子VCC和接地端子VSS連接。
[0005]由控制輸入端子Inh輸入的高壓側電路36側的控制輸入信號與脈沖產生電路31的輸入端子IN連接，通過第一輸出端子0UT1，在控制輸入信號上升后產生脈沖寬度10ns左右的第一脈沖，通過第二輸出端子0UT2在控制輸入信號下降后產生脈沖寬度10ns左右的第二脈沖。
[0006]圖7示出了脈沖產生電路31的一個電路結構例。脈沖產生電路31包括:串聯連接的 6 個反相器 41a、41b、41c、41d、41e、41f ；2 個 NAND 電路 42a、42b ；2 個反相器 43a、43b ；和脈沖寬度設定用的2個電容器44a、44b。當最前頭的反相器41a的輸入與輸入端子IN連接，使各反相器41a、41b、41c、41d、41e、41f的輸出節點從前面依次為N1、N2、N3、N4、N5、N6時，電容器44a、44b各自的一端分別接地，另一端與節點N3、N4連接，節點N2、N5分別與NAND電路42a的2個輸入連接，節點N1、N6分別與NAND電路42b的2個輸入連接，NAND電路42a、42b各自的輸出分別與反相器43a、43b各自的輸入連接，反相器43a、43b各自的輸出分別與輸出端子0UT1、0UT2連接。
[0007]圖8中示出了脈沖產生電路31的動作波形。與輸入到輸入端子IN的控制輸入信號的上升同步的第一脈沖從第一輸出端子OUTl輸出，與輸入到輸入端子IN的控制輸入信號的下降同步的第二脈沖從第二輸出端子0UT2輸出。
[0008]第一脈沖被輸入到η型的高耐壓M0SFET32a的柵極，轉換為通過電阻33a電平移位后的信號，并且被輸入到RS觸發器34的復位輸入R。第二脈沖被輸入到η型的高耐壓M0SFET32b的柵極，轉換為通過電阻33b電平移位后的信號，并被輸入到RS觸發器34的置位輸入S。RS觸發器34的輸出Q與反相器35的輸入連接，反相器35的輸出經輸出端子Vh與M0SFET7a的柵極連接。
[0009]其結果是，輸入到控制輸入端子Inh的控制輸入信號，在浮動的高壓側電路36中電平移位并被傳輸，作為高壓側輸出信號輸出到M0SFET7a的柵極。另一方面，輸入到低壓側的控制輸入端子Inl的低壓側的控制輸入信號經低壓側的輸出端子Vl輸出到M0SFET7b的柵極端子。
[0010]M0SFET7a的漏極經反相電路INV的高電壓電源端子HV與例如600V左右的高電壓電源連接。M0SFET7a的源極和M0SFET7b的漏極分別與驅動電路30的基準電源端子Vs和反相電路INV的輸出端子OUT連接。M0SFET7b的源極與反相電路INV的輸出用接地端子GND連接并接地。
[0011]電容器9的一端與二極管8的陰極端子以及正電壓電源端子Vb連接，另一端與基準電源端子Vs連接，二極管8的陽極端子與電源端子VCC連接。由二極管8和電容器9構成自舉電路。使經與電源端子VCC連接的反相電路INV的電源端子VCC供給來的電源電壓對浮動的電容器9充電，基準電源端子Vs的電位經M0SFET7a而上升時，通過經電容器9的靜電耦合而在正電壓電源端子Vb產生高電壓，由此在高壓側電路36中實現浮動的電源供給。
[0012]當對2個控制輸入端子Inh、Inl分別輸入相位反轉的正反2個控制輸入信號時，在與基準電源端子Vs連接的反相電路INV的輸出端子OUT產生將在反相電路INV的電源端子HV與接地端子GND之間施加的高電壓作為振幅的輸出信號。
[0013]在圖6所示的現有的電路結構中，自舉電路對電容器9供給的電力存在界限，為了極力抑制高壓側電路36的耗電并維持反相器35的輸出能力，使用脈沖產生電路31和RS觸發器34。
[0014]然而，存在RS觸發器34的輸入容易對噪聲進行誤動作的問題，在高壓側電路36那樣的噪聲多的條件下，需要噪聲對策。針對該問題，在下述的專利文獻I中，提出了在RS觸發器的前級設置基于邏輯電路的濾波器來防止由噪聲引起的誤動作的電路結構。
[0015]此外，在下述的專利文獻2中，為了提供能夠抑制上臂電力用開關元件的誤動作的電平移位電路和具有其的反相裝置，提出了如下方法:在生成電力用開關元件驅動電路的輸入信號的電阻與η型的MOSFET的串聯電路中，分別用兩層的分離氧化膜包圍電阻和η型的M0SFET，以另外的途徑供給被該兩層的分離氧化膜夾著的Si活性層的電位。具體而言，利用該方法，使在與上臂電力用開關元件的源極連接的電力用開關元件驅動電路的低電平電源電位的時間微分(dv/dt)產生時的該電阻的電壓降減少，以抑制電平移位電路的誤動作。
[0016]現有技術文獻
[0017]專利文獻
[0018]專利文獻1:日本特開2011 - 109843號公報
[0019]專利文獻2:日本特開2012 — 134791號公報
【發明內容】
[0020]發明要解決的技術問題
[0021]然而，由于在反相電路的輸出端子產生高的dv/dt，所以對于高壓側電路的RS觸發器的輸入端子，不可能完全防止由噪聲引起的誤動作，該噪聲不僅通過與反相電路的輸出端子的電容耦合產生而且還通過與高壓側電路整體的電容耦合產生。
[0022]此外，當將能夠高速開關的SiCFET、GaNFET作為開關元件使用時，由于產生更高的dv/dt，所以預想到在假設使用該高速開關元件的情況下，會更難以防止由噪聲引起的誤動作。
[0023]為了解決上述問題，有如下方法:通過不使用RS觸發器而使用共模抑制比高的比較器，將因高的dv/dt而產生的噪聲作為同相信號(共模信號)抵消。該情況下，在使用RS觸發器的現有方法中，由復位信號控制，在狀態轉換時消耗電流，與此相對，在使用比較器的方法中，因為必須持續流動常時電流來持續維持比較器的輸入電壓，所以與使用RS觸發器的現有方法相比，一般情況下消耗電流變大。
[0024]此外，在使用比較器的方法中，通過使該常時電流流動，能夠引起如下現象:由自舉電路升壓后的高電壓暫時被分壓施加于在比較器的非反相輸入與反相輸入間形成與輸入信號電平相應的電壓差的電路的現象。其結果是，由于該現象，有可能對該常時電流的產生電路暫時施加高電壓，而且，噪聲暫時重疊于比較器的非反相輸入與反相輸入之間的差分輸入，存在高壓側電路不再能夠控制電力用開關元件的問題。
[0025]本發明鑒于上述的問題點，目的在于提供由噪聲引起的誤動作的可能性低且高可靠性的電平移位電路。
[0026]解決技術問題的技術方案
[0027]為了達成上述目的，本發明提供一種電平移位電路，其特征在于，包括:第一電流控制元件，與輸入信號反相的反相輸入信號輸入該第一電流控制元件的控制端子，利用該控制端子的電壓控制在第一端子和第二端子間流動的電流量；第二電流控制元件，上述輸入信號或者與上述輸入信號同相的同相輸入信號輸入該第二電流控制元件的控制端子，利用該控制端子的電壓控制在第一端子和第二端子間流動的電流量；第一負載電路，該第一負載電路的一端與高壓側電源端子連接，該第一負載電路的另一端與上述第一電流控制元件的上述第一端子連接，該第一負載電路產生與在兩端子間流動的電流量相應的電壓降；第二負載電路，該第二負載電路的一端與上述高壓側電源端子連接，該第二負載電路的另一端與上述第二電流控制元件的上述第一端子連接，該第二負載電路產生與在兩端子間流動的電流量相應的電壓降；電流產生電路，該電流產生電路的第一電流輸出端子與上述第一電流控制元件的上述第二端子連接，該電流產生電路的第二電流輸出端子與上述第二電流控制元件的上述第二端子連接，該電流產生電路分別產生分別流入上述第一電流控制元件和上述第二電流控制元件的電流；比較器，該比較器的一對差分輸入端子中的一個與上述第一電流控制元件的上述第一端子連接，上述一對差分輸入端子中的另一個與上述第二電流控制元件的上述第一端子連接，該比較器從上述高壓側電源端子被供給電源電壓，從高壓側基準端子被供給基準電壓，根據上述一對差分輸入端子間的電壓差生成輸出信號；和電壓抑制電路，該電壓抑制電路與上述第一電流輸出端子和第二電流輸出端子分別連接或者與上述第一電流輸出端子和第二電流輸出端子一并連接，抑制上述第一電流輸出端子和第二電流輸出端子各自的電壓上升。
[0028]而且，優選上述特征的電平移位電路中，上述電壓抑制電路由2端子電路構成，上述2端子電路的一端