D類放大器的制造方法
【技術領域】
[0001] 本發明設及D類放大器,特別設及具備由開關元件形成的全橋電路或者半橋電路 的D類放大器。
【背景技術】
[0002] 已知通過開關動作將直流電源的直流變換為高頻交流的高頻電源。作為該高頻電 源,已知基于D類放大電路值類JEC國際標準IEC60268-34類操作)的D類高頻電源。 [000引 D類高頻電源利用RF功率放大元件形成全橋電路或半橋電路,通過將該RF功率放 大元件作為開關元件而W恒定占空比值Uty)的RF柵極信號進行開關動作,將直流電源的 直流變換為高頻交流,并將得到的高頻交流作為高頻行波電力供給到負載。D類高頻電源通 過脈沖驅動模式或連續驅動模式進行輸出調整。在脈沖驅動模式中,通過RF柵極信號使RF 功率放大元件進行開關動作,是交替地具有輸出RF輸出的ON(導通)區間和不進行開關動 作、不輸出RF輸出的OFF(關斷)區間運兩區間的驅動形態,通過改變ON區間與OFF區間 的時間比率即占空比值Uty)來調整RF輸出的輸出功率。能夠通過脈沖控制信號的ON區 間和OFF區間的占空比值Uty)來控制ON區間和OFF區間的占空比。此外,RF意味著高頻。 [0004] 圖11是基于W往已知的電橋電路結構的RF頻帶的D類放大電路的結構例。此 夕F,運里表示了通過MOSFET的開關元件構成全橋電路的例子。D類放大電路將經由布線電 感La和在D類放大電路的封裝內設置的引線的引線電感Lp從直流電源部供給的直流變換 為高頻交流并供給到負載。 陽00引在開關頻率不高的低頻RF區域中,為了抑制在MOS陽T的導通-關斷(0N-0F巧時 發生的沖擊電壓,在封裝的外部的引線間連接有旁路電容器C2。
[0006] 基于旁路電容器Cz的沖擊電壓抑制,是由于在低頻RF區域中,MOS陽T的導通時 的漏-源電壓的上升時間(升起時間)、W及MOSFET的關斷時的漏-源間電壓的下降時間 (降落時間)比較緩慢,MOS陽T的電流變化(diMt)小,因此MOS陽T的低頻RF區域的開關 損耗大于高頻RF頻帶的開關損耗。
[0007] 此外,通過較大地設定旁路電容器C2,MOS陽T的開關損耗發揮了阻尼電阻的作用, 也實現了對由布線電感La導致的諧振現象進行抑制的效果。
[0008] 圖12(a)表示圖11所示的D類放大電路從導通向關斷切換時的等價電路,圖 12化)表示低頻RF區域的D類放大電路的漏-源電壓的概要。等價電路中的r表示開關損 耗,Lp表示封裝的引線電感,Cd表示封裝內的電容。
[0009] 在低頻RF區域中,D類放大電路的特性方程式能夠W2次系統表示,衰減系數C WC=r/2* (2Cd/Ld)i/2表示。開關損耗r作為阻尼電阻起作用,并設衰減系數C為大 于1的值,如圖12化)所示,使MOSFET的導通-關斷切換時的漏-源電壓的振蕩衰減。
[0010] 另一方面,在開關頻率高的高頻RF區域中,由于使用的MOSFET進行高速動作,因 此MOSFET的電流變化(di/化)變大。圖13表示高頻RF區域的D類放大電路的例子。此 夕F,圖13中的虛線圍住的電路表示后述的緩沖電路。圖14(a)表示圖13所示的高頻RF區 域的D類放大電路(除去緩沖電路的電路結構)從導通切換到關斷時的等價電路,圖14化) 表示高頻RF區域的D類放大電路(除去緩沖電路的電路結構)的漏-源電壓的概要。等 價電路中的La表示封裝外的布線電感,Lp表示封裝的引線電感,Cd表示封裝內的電容。 陽O川在高頻RF區域中,由于封裝內的布線電感Ld、電容Cd是不可忽略的值,因此,通過 在封裝的外部設置的旁路電容器Cz無法抑制MOSFET的漏-源的沖擊電壓。 陽01引此外,如圖14(a)的等價電路所示,高速化的MOSFET的開關損耗小,在高頻RF區 域的D類放大電路中,由于不存在開關損耗r因此不作為阻尼電阻起作用。因此,如圖14化) 中的C、D所示,無法得到對漏-源電壓的振蕩進行抑制的效果,持續發生諧振現象。圖中的 C表示開關元件從關斷向導通切換時的電壓的振蕩狀態,發生了沖擊電壓。此外,圖中的D 表示開關元件從導通向關斷切換時的電壓的振蕩狀態。在任一切換時,發生的振蕩狀態會 持續到下一次切換時。 陽01引如圖14(b)所示,當在MOSFET的漏-源間發生沖擊電壓時,直流交流變換的效率 下降,除此之外還發生由于沖擊電壓的過電壓引起元件損壞的問題。
[0014] 通過在封裝的外部連接的旁路電容器Cz無法吸收引線電感Lp、封裝內的布線電感 Ld的沖擊能量而防止其流入MOS陽T。
[001引作為高頻RF區域的對策,除了在負載側附加隔離器、3地禪合器等之外,還已知為 了抑制由封裝外部的電感導致的固有振蕩,在供給線間連接由Csu和Rsu的串聯電路構成 的CR緩沖電路的結構。
[0016] 此外,已知如下結構,在封裝內相對于構成全橋電路的開關元件的串聯電路并聯 連接旁路電容器,針對開關時的電流脈沖的發生,避免供給電壓的電壓降低,并且阻止由電 流峰值導致的開關元件的損壞(專利文獻1)。
[0017] 圖15是表示在半橋電路中并聯連接了旁路電容器的結構例的圖。旁路電容器C3 被構成為與構成半橋電路的開關元件的串聯電路并聯連接。
[001引指出在D類放大器的封裝內設置旁路電容器的結構中存在如下問題,即由開關元 件和旁路電容器形成電流路徑,由電流路徑中的線路電感和開關元件的輸出電容形成振蕩 電路,對等離子體工藝應用D類放大器是不合適的(專利文獻1的[0012]段)。在專利文 獻1中提出了通過限制流過旁路電容器的電流路徑的長度來減小電感,通過使振蕩頻率移 到高頻來使衰減容易(專利文獻1的[0016]段)。
[0019] 現有技術文獻
[0020] 專利文獻
[0021] 專利文獻1 :日本特開2008-228304號公報([0012]段、[0016]段)
【發明內容】
[0022] 發明要解決的課題
[0023] W往如前所述,針對在高頻RF區域的D類放大器中,在形成電橋電路的開關元件 的導通/關斷時發生的沖擊電壓、諧振現象的問題,采用在封裝外部連接旁路電容器、緩沖 電路的對策,或者在封裝內連接旁路電容器的對策等。
[0024] 然而,在封裝外部設置旁路電容器的對策中,存在無法吸收封裝的引線電感Lp、封 裝內的布線電感Ld的能量的問題;在封裝外設置CR緩沖電路的對策中,存在由于直流電源 具備的平滑電容器Cf(圖13)的影響導致無法獲得振蕩吸收的效果的問題。
[0025]在D類放大器的封裝內設置旁路電容器的結構中,針對振蕩問題提出了通過對流 過旁路電容器的電流路徑的長度進行限制來減小電感的結構,然而存在運樣的問題,即,由 于D類放大器的封裝內的電流路徑的設計受到與其他元件的配置等的限制,因此難W自由 地設計。
[00%] 如上所述,具備由開關元件形成的電橋電路的高頻RF區域的D類放大器,具有振 蕩現象和沖擊電壓的課題。
[0027]在使用高頻RF區域的D類放大器作為等離子體發生裝置用RF電源的情況下,根 據等離子體的未燃燒狀態、RF電源與等離子體負載之間的電氣長度等,成為不存在負載有 效成分的狀態,電路的衰減系數變小而易于發生大的振蕩,因此,D類放大器的使用有時變 得困難。
[002引因此,本發明的目的在于解決上述的現有問題,抑制D類放大器中高頻RF區域中 的振蕩現象,降低沖擊電壓。
[0029]此外,目的還在于不限制D類放大器的封裝內的電流路徑的長度地抑制高頻RF區 域中的振蕩現象,降低沖擊電壓。
[0030] 用于解決課題的手段
[0031]本發明鑒于上述課題,在D類放大電路的電源側連接振蕩吸收電路,由D類放大電 路和連接的振蕩吸收電路等價地構成振蕩電路,并將振蕩吸收電路所具備的電阻作為振蕩 電路的衰減電阻,來進行振蕩現象的抑制和沖擊電壓的降低。
[0032]本發明的D類放大裝置由D類放大電路和振蕩吸收電路構成。D類放大電路在封 裝內具備具有至少一個開關元件的串聯電路的電橋電路、相對于電橋電路的開關元件的串 聯電路并聯連接的旁路電容器,并在D類放大器的電源輸入端連接振蕩吸收電路。
[0033]振蕩吸收電路除了連接到D類放大電路的正電壓側的電源輸入端或負電壓側的 電源輸入端的某一方之外,還可W連接到D類放大電路的正電壓側和負電壓側兩者的電源 輸入端。
[0034]振蕩吸收電路由電阻和電感的化并聯電路構成。連接的振蕩吸收電路和D類放 大電路構成振蕩電路,振蕩吸收電路的電阻在高頻RF區域中構成了振蕩電路的衰減電阻。
[0035]構成振蕩吸收電路的電感使低于振蕩吸收電路的諧振頻率的低頻成分(直流成 分)流過D類放大電路。通過使低頻成分經由電感流過,振蕩吸收電路能夠不發生基于電 阻量的電力損耗地將低頻成分(直流成分)供給到D類放大電路。
[0036]此外,構成振蕩吸收電路的電阻或電阻與電容器的RC串聯電路,使高于振蕩吸收 電路的諧振頻率的高頻成分流過D類放大電路。振蕩吸收電路通過使諧振頻率W上的高頻 成分(交流成分)經由電阻流過D類放大電路,能夠使振蕩吸收電路的電阻R起到使D類 放大電路的振蕩現象的振蕩衰減的阻尼電阻的作用。
[0037]因此,本發明具備的振蕩吸收電路,能夠通過在封裝外連接的電路實質地安裝用 于在包含諧振頻率成分的高頻RF區域中的振蕩衰減所需的電力消耗的電阻量,而不調整D 類放大電路的封裝結構。
[0038](振蕩吸收電路的結構例)
[0039]在D類放大電路處于動作狀態時,設導通狀態的開關元