Led驅動電路的制作方法
【技術領域】
[0001]本發明涉及一種LED驅動電路，其包括至少一個串聯的LED串以及電源，所述電源用于將干線電壓(mains voltage)轉換為將被施加至所述至少一個LED串上的輸出電壓。
[0002]更具體地，本發明涉及高功率照明應用，如工業用燈、運動場用燈、路燈等等，其中多個LED的陣列由公共電源供電。
【背景技術】
[0003]由于單個LED的正向電壓(通常在I到5V的數量級)遠小于例如400VAC、230VAC或I1Vac的干線電壓，因此有必要將干線電壓轉換為適于LED的輸出電壓。當多個LED串聯時，輸出電壓應當對應于所述串中的LED的正向電壓的總和。
[0004]多數傳統LED驅動電路包括多個串，所述多個串中的每一個僅具有相對較少數目的LED，從而輸出電壓將低于干線電壓。然而，當多個串與公共電源并聯時，輸出電流必須相對較高，這導致系統損失增加，并且必須采取額外措施以確保并聯LED串之間的正確的電流平衡。通常，對于每一個LED串來說，采用工作于電流模式的單個轉換器來調節LED電流。另外，這些系統需要許多連接和互連線，從而使電子部件的成本及其安裝成本相對較高。
[0005]EP 2 315 497 Al和EP 2 458 940 Al描述了具有兩級電源的LED驅動電路。第一級是具有功率因子校正功能的轉換器，其將AC干線電壓轉換為DC電壓并確保與AC電網規范相符。第二級是對一個或多個LED串中的電流進行調節的驅動器。
【發明內容】
[0006]本發明的一個目標是提供一種具有增加的系統效率和減少的系統成本的LED驅動電路。
[0007]為了實現這一目標，根據本發明，電源包括適用于將干線電壓直接轉換為輸出電壓的單級升壓轉換器。
[0008]由于使干線電壓升壓到較高的電壓電平，因此提高了效率并且減少了系統損失。此外，輸出電流相對較低，從而只需將電源輸出側上的電子部件設計為用于低電流。優選地，輸出電壓甚至將超過所施加的干線電壓的峰值。這意味著需要整個系統足夠絕緣。然而，可以因此省去LED驅動器(或變壓器)的傳統電絕緣。
[0009]在從屬權利要求中對本發明的更具體的可選特征進行了說明。
[0010]在一個優選實施例中，升壓轉換器是多電平轉換器，例如在以下文章中大體描述的類型:J.Rodrigues, J.S.Lai, F.Zheng 的 “Multilevel Inverters:A Survey ofTopologies, Controls and Applicat1ns” (多電平反相器:拓撲、控制及應用縱覽),IEEETrans.1ndustrial Electronics, vol.49, 2002, pages 724-738 以及Μ.T.Zhang, J.Yiming，F.C.Lee, M.M.Jovanovic 的“Single-Phase Three-Level Boost Power Factor Correct1nConverter”(單相三電平升壓功率因子校正轉換器)，IEEE APEC 10th annual, 1995, pages434-439。這種拓撲允許在不使用昂貴的高額定電壓的半導體器件的情況下提高輸出電壓電平。例如，可將輸出電壓提高至干線電壓峰值的至少1.5倍。優選地，在LED串的串聯連接上均勻劃分輸出電壓。
[0011]為了增加效率，優選的是使轉換器工作在臨界不連續模式中，如已經在J.Zhang, J.Shao, P.Xu, F.C.Lee 的 “Evaluat1n of Input Current in the CriticalMode Boost PFC Converter for Distributed Power Systems”(對分布式電源系統的臨界模式升壓PFC轉換器中的輸入電流的評估)，IEEE APEC 16th annual, 2001, pages130-136 中以及 L.Huber, Β.T.1rving, Μ.M.Jovanovic 的 “Effect of valley switchingand switching-frequency limitat1ns on a line-current distort1ns of DCM/CCMboundary boost PFC converters”(波谷切換與切換頻率極限對DCM/CCM邊界升壓PFC轉換器的線性電流失真的影響),IEEE Trans.Power Electronics, vol.24, 2009, pages339-347中所描述的那樣。另外，可以通過在干線電壓的正弦波周期上施加電子開關的恒定導通時間來簡化循環控制。
[0012]此外，多電平拓撲具有能夠實現LED電流平衡控制的優點，由此可以更進一步地提高效率。(J.R.Pinhiero, D.L.R.Vidor, H.A.GrUndling 的 “Dual Output Three-LevelBoost Power Factor Correct1n Converter with Unbalanced Loads，，(具有不平衡負載的雙輸出三電平升壓功率因子校正轉換器)，IEEE PESC 27th annual, 1996, pages733-739)。
[0013]在一個優選實施例中，對轉換器進行保護使其不受過量的涌入電流和瞬變電壓的損害。
【附圖說明】
[0014]現在將結合附圖來描述本發明的實施例示例，其中:
[0015]圖1是根據本發明的LED驅動電路的簡單示例的電路圖；
[0016]圖2是具有兩電平轉換器的驅動電路的電路圖；
[0017]圖3(A)至圖3(E)是示出了圖2所示的轉換器的不同操作模式的時序圖；
[0018]圖4是四電平轉換器的電路圖；
[0019]圖5是適用于三相干線電壓的兩電平轉換器的示例；
[0020]圖6是具有兩個并聯LED串的LED驅動電路的示例；以及
[0021]圖7是與圖1類似但示出了用于涌入電流限制和瞬變保護的措施的電路圖。
【具體實施方式】
[0022]如圖1所示，LED驅動電路包括串聯的LED 12的串10以及單級升壓轉換器14，所述單級升壓轉換器14適用于將干線電壓AC轉換為直接施加至串10的輸出電壓Uciutt3干線電壓可以例如是230V的單相AC電壓。
[0023]雖然為簡明起見，圖1的串10中僅示出了兩個LED 12，但是實際中所述串將包括明顯更大數目的串聯的LED。例如，LED的數目可以為100或更多，從而使得輸出電壓Uciut可以是400V到1000V的數量級。
[0024]轉換器14包括由二極管01至D 4形成的二極管橋以及連接在二極管橋的輸出端之間的電感器L、二極管％和電容器C的串聯。受電子控制器Q控制的電子開關S (例如MOSFET)與二極管05和電容器C并聯。LED的串10與電容器C并聯。
[0025]二極管橋01至D 4將干線電壓AC整流為脈沖DC電壓U ιη。當開關S導通(閉合)時，電壓Uin跨電感器L而下降，使得通過電感器L的電流增加(正斜率)。二極管D 5防止電容器C經由開關S放電。只要開關S導通，存儲于電感器L中的能量就增加，同時電容器C經由LED串10放電。
[0026]當開關S被切斷(斷開)時，電感器L強制電流流過二極管D5并流過LED串10，同時電容器C進行再充電。由于輸出電壓Uciut始終大于電壓U ιη(或更精確地，與時間有關的電壓Uin的瞬時值)，因此流過電感器L的電流減小(負斜率)，直到開關S再次閉合。
[0027]提供電流分流器來測量流過LED串10的電流1_。控制器Q接收電流、輸入電壓Uin和流過電感器L的電流(以及可選地，出于保護目的而接收的輸出電壓Uciut)的測量值，并且可被配置為在相比于干線正弦波周期的較大的時間尺度上對開關S的導通時間進行反饋控制，而控制斷開時間以使流過電感器L的電流具有剛好足以衰減至零的時間。換言之，轉換器工作在處于連續傳導模式(CCM)(其中電流將連續地流過電感器L)與不連續傳導模式(DCM)(其中將存在沒有電流流過電感器的時段)之間的邊界上的所謂的臨界模式中。
[0028]因此，1]_與Uιη的瞬時值之間的差值將結合開關導通時間的持續時間來決定開關S的斷開時段的持續時間以及轉換器的切換頻率。通常，將對開關S的導通時間(恒定或不恒定)進行選擇以使切換頻率處于若干kHz的數量級，從而可以用具有相對較低的電感(inductivity)的電感器實現高效的電源轉換。
[0029]作為一個更實際的示例，圖2示出了向串聯的兩個LED串10供電的兩電平轉換器16的構思。如果兩個串10具有相等數目的LED 12并且所有LED具有相同的正向電壓，則轉換器16的輸出電壓Uciut將在兩個串10上均勻分配，從而每個串由端子電壓U _( = Uout/2)供電。
[0030]圖2所示的轉換器16與圖1所示的轉換器14之間的主要差異為:在轉換器16中，開關S由兩個開關S。S2的串聯替代，并且電容器C由電容器CJP電容器(:2的串聯替代。位于開關與電容器之間的中點形成連接至位于兩個LED串10之間的中點的端子。因此，每個串10的端子電壓由跨對應的電容器C n電容器(:2的電壓降決定。另一個二極管D6防止電容器C2在開關S 2閉合時經由開關S2放電。單獨測量流過每個LED串10的電流 Iledo
[0031]在所示的示例中，電感器L也已經由兩個電感器M5P L2替代。此外，模式選擇開關Sni連接在二極管D 2和D 4的中點與位于開關S S 2之間的中點之間。
[0032]當模式選擇開關Sni斷開并且對開關S S 2同步操作(由圖2中未示出的控制器Q操作)時，轉換器16的操作等價于轉換器14的操作。例如，通過控制開關SjP S2的導通時間，可以將輸出電壓Uciut控制在400V到500V范圍內，從而向每個單獨的串10供應具有200V與250V之間的值的端子電壓Uledo
[0033]模式選擇開關Sni可用于將轉換器切換為倍壓模式，在倍壓模式中，可以用例如只有I1Vac的較低的干線電壓來實現具有幾乎相同的轉換效率的相同輸出電壓U-。在