數轉換器的第二實施例的電路結構圖；
[0036]圖6為本發明的自適應增量轉換器的算法流程圖。
【具體實施方式】
[0037]下面將結合本發明實施例中的附圖，對本發明實施例中的技術方案進行清楚、完整地描述，顯然，所描述的實施例僅僅是本發明一部分實施例，而不是全部的實施例。基于本發明中的實施例，本領域普通技術人員在沒有付出創造性勞動前提下所獲得的所有其他實施例，都屬于本發明保護的范圍。
[0038]請參閱圖1，為公知的增量調制器系統原理圖。該系統由模擬加法器102，采樣保持電路103，量化器104及反饋電路105組成。模擬加法器102用于對模擬輸入信號101及反饋信號106執行減法操作，以產生誤差信號107。如果誤差信號107大于零，即輸入信號101大于反饋信號106，則量化器104的輸出109為“ 1”，否則輸出為“O”。反饋電路105的傳輸函數為H(s)，根據量化器104的輸出信號生成模擬的反饋信號106，跟蹤輸入信號101的變化。量化器104的輸出信號就是增量調制器的數字輸出信號，解碼時該輸出信號經過同樣的H (s)變換后就可以得到調制之前的信號。
[0039]反饋電路105的一個簡單實現是積分器，此時反饋信號106有固定的變化量，因此這種調制器叫線性增量調制器LDM。線性增量調制器是增量調制器的典型代表之一，其結構簡單，但是在高速和高幅度信號轉換時精度不高，使用受限。相比較之下自適應增量調制器則更具優勢。自適應增量調制器根據最近的一組量化器輸出信號來動態調整數模轉換器的輸入信號，使得反饋信號即數模轉換器的輸出能夠跟隨輸入信號的變化。自適應增量調制器在輸入信號變化較小的時候以很小的步長變化，在輸入信號變化較大的時候以較大的步長變化，既保證了小信號時的高精度又不影響大信號時的精度。
[0040]圖2為現有技術I (美國專利US6，452，522)中的自適應增量調制器的電路結構圖。如圖2所示，該自適應增量調制器包含模擬數字轉換器2，電平控制電路4和漂移補償邏輯電路6。模擬輸入信號8與反饋信號即電容26上的電壓加到比較器28上進行比較，產生量化信號18。電平控制電路4對量化信號18進行邏輯操作，產生控制信號10，控制信號10包含一個標記位和一個控制字段(包括C個控制位)組成，控制電流源陣列22和電流漏陣列24對電容26進行充放電，將數字輸出信號18轉變為模擬反饋信號。在電平控制電路4中，通過比較最近的兩個輸出來調整步長；若兩個輸出一致，則變化的步長增大，否則步長減小。這就是自適應增量調制ADM。
[0041]然而，現有技術I中的電流源和電流漏對電路匹配要求較高，還需要漂移補償邏輯等，導致系統中模擬模塊多，結構復雜。這與目前用數字模塊盡可能的替代模擬模塊的發展方向不符。
[0042]圖3為一種改進的自適應增量調制器的結構。該增量調制器由模擬加法器202，比較器203，量化器204，自適應增量轉換器205和數模轉換器(DAC) 206組成。模擬加法器202用于對模擬輸入信號201及反饋信號211執行減法操作，以產生誤差信號207;比較器203對誤差信號207和零進行比較，如果誤差信號207大于零，即輸入信號201大于反饋信號211，則量化器204的輸出209為“1”，否則輸出為“0”，量化器204的輸出為I位的二進制數。自適應增量轉換器205根據量化器最近的一組I位二進制輸出信號209生成N位數字跟蹤信號210。N位數模轉換器206將N位數字跟蹤信號210轉換為模擬跟蹤信號211.環路穩定后，數模轉換器206的輸出211能夠跟蹤模擬輸入信號201的變化。
[0043]對于現有技術2來說，自適應增量調制的量化噪聲是噪聲的主要來源。由于自適應增量調制的量化噪聲不是白噪聲，其具有隨頻率的升高和輸入信號幅度的增大而增大的特性。當輸入信號幅度較大或者頻率較高時，由于自適應增量調制器不能很好地跟蹤輸入信號的變化而產生較大的量化噪聲，導致噪聲本底升高，信號諧波增大，從而限制了該模數轉換器的信噪比和線性度。
[0044]為了解決上述現有技術的缺陷，本發明特提出了一種包含自適應增量調制的模數轉換器，如圖4所示。本發明用于接收模擬輸入信號301以產生自適應增量調制的I位數字輸出信號311或者多位數字輸出信號312。本發明的模數轉換器由模擬加法器302、積分器303、比較器304、量化器305、自適應增量轉換器306和數模轉換器(DAC)307組成。模擬加法器302用于對模擬輸入信號301及反饋信號313執行減法操作，以產生誤差信號308。積分器303對誤差信號308進行積分，積分的結果309與誤差信號308的和通過比較器304和零進行比較，如果積分結果309和誤差信號308的和大于零，則量化器305的輸出311為“1”，否則輸出為“O”。量化器305的輸出為自適應增量調制的I位二進制數，自適應增量轉換器306根據量化器305最近的一組I位二進制輸出信號311生成N位數字跟蹤信號312。N位數模轉換器307將N位數字跟蹤信號312轉換為模擬跟蹤信號313。環路穩定后，數模轉換器307的輸出313能夠跟蹤模擬輸入信號301的變化。實施時，在自適應增量轉換器306中對數字輸出信號312進行取反，再通過數模轉換器(DAC)307后就可以得到與模擬輸入相反相位的信號313，這樣模擬加法器就可以用簡單的加法操作來實現實際的減法操作。
[0045]本發明的上述組成部件中，只有模擬加法器302、積分器303、比較器304和數模轉換器(DAC) 307為模擬電路，其余均為數字電路，可有效減少芯片面積。且這些模擬電路結構簡單，功耗低，可以降低芯片設計的復雜度，同時降低功耗。
[0046]本發明中的自適應增量轉換器306在輸入信號301變化較小的時候以很小的步長變化，在輸入信號301變化較大的時候以較大的步長變化，既保證了小信號時的高精度又不影響大信號時的精度。該模數轉換器的輸出可以取量化器305的I位二進制輸出信號311，也可以取N位數字信號312。當取量化器305的I位二進制輸出信號311作為模數轉換器的輸出信號時，解碼端還需要同樣的自適應增量轉換器306來進行解碼。
[0047]如前所述，現有技術2中包含自適應增量調制的模數轉換器的量化噪聲不是白噪聲，與輸入信號301的頻率和幅度相關。輸入信號301的頻率越高，幅度越大，量化噪聲越大。本發明中積分器303的作用就是對量化噪聲進行噪聲整形。引入積分器303，信號的傳遞函數不變，但是量化噪聲經過了一個高通濾波器。量化噪聲在低頻時能量密度低，在高頻時能量密度高，這就是噪聲整形。高通濾波器的帶寬由積分器帶寬決定。一般地，積分器帶寬遠遠大于信號帶寬，在較高的過采樣率時，落入信號帶寬內的量化噪聲就會被抑制從而獲得更低的噪聲。理論上，積分器帶寬越寬，對量化噪聲的抑制比越高，但是受環路穩定性的限制，積分器帶寬也要合理選取。
[0048]本發明還可通過提高積分器的階數對自適應增量調制的量化噪聲進行高階整形，像高階的sigma delta模數轉換器一樣,階數越高,噪聲整形效果越好,可實現的分辨率越高，但同時環路的穩定性也越差，需要合理取舍。如附圖5中的實施例二所示。
[0049]在附圖