基于變壓器結構的諧波控制CMOS混頻器的制作方法

本發明屬于微電子學技術領域，具體涉及一種基于變壓器結構的諧波控制cmos混頻器。

背景技術：

混頻器是射頻收發鏈路中的重要模塊，完成信號從射頻轉換為中頻的功能，混頻器設計的好壞直接影響整個系統鏈路的性能。近年來，隨著無線通信技術飛速發展，工作頻率越來越高，調制方式越來越復雜，phasearray、mimo等多通道技術在通信系統上普及應用，這給混頻器的設計提出了嚴苛的要求。一方面，工作頻率的升高，在毫米波，特別是thz頻段中，本振lo的輸出功率難以做高，這使得混頻器不能提供一個良好的增益；另一方面，在現有的電路結構中，雖然有源混頻器能滿足增益要求，且相對無源混頻器具有更好的端口隔離度，然而也存在一個天然的問題，即線性度不高，過低的輸入p1db不能滿足當今多通道設計的要求；此外，傳統結構的有源混頻器還存在功耗較大和工作電壓較高等問題。

諧波控制理論最早出現在高效率射頻功放設計之中，主要思想是通過對諧波終端的阻抗控制即頻域的控制使得漏級電壓波形和電流波形在時域上錯開，來達到提高功放效率的目的。對負載阻抗進行諧波控制，理論上要達到理想的效果需要對所有高次諧波進行控制才能，實際中由于超過三次之后的諧波分量很微弱，控制到三次諧波即可。

因此，基于諧波控制的相關思想，不同于功放設計中的波形調整而是消除高次諧波的影響，通過構造無源變壓器網絡，充分利用六端口變壓器結構的優勢，發明創造出一種能夠提高線性度，隔離度，噪聲性能，同時降低工作電壓和功耗的混頻器為實際所需。

本設計人積極加以研究創新，以期創設一種基于變壓器結構的諧波控制cmos混頻器，使其更具有產業上的利用價值。

技術實現要素：

為解決上述技術問題，本發明的目的是提供一種基于變壓器結構的諧波控制cmos混頻器，能夠提高線性度，隔離度，噪聲性能，同時降低工作電壓和功耗的混頻器為實際所需。

本發明基于變壓器結構的諧波控制cmos混頻器，包括：

依次連接的跨導級，基于六端口變壓器的諧波控制網絡，開關級和輸出級，射頻信號由跨導級放大后輸出至諧波控制網絡，諧波控制網絡控制放大后的射頻信號的諧波中的二次和三次諧波，再經過開關級產生中頻信號，最終經過輸出級輸出。

進一步地，所述的跨導級包括：nmos管mn1和，nmos管mn2，其中，nmos管mn1和，nmos管mn2的柵極作為兩個射頻輸入端并分別連接一個差分射頻電壓信號的兩端，nmos管mn1和nmos管mn2的源極連接在一起，nmos管mn1和，nmos管mn2的漏極作為所述跨導級的兩個輸出端輸出差分射頻電流信號。

進一步地，所述的基于六端口變壓器的諧波控制網絡包括：初級電感lp1、電感lp2和初級中心抽頭處電感lc；變壓器次級電感ls1、電感ls2和次級接地用中心抽頭；其中，六端口變壓器為全差分結構，使用初級電感lp1、電感lp2、初級中心抽頭處電感lc構成變壓器初級線圈部分，變壓器次級電感ls1、電感ls2構成變壓器次級線圈部分，電感lt1、電感lt2、電容ct1、電容ct2為變壓器次級輸出端的三次諧波控制網絡，跨導級輸出的差分信號通過初級電感線圈耦合到次級電感線圈。

進一步地，所述的開關級包括：構成雙平衡結構開關級的四個相同尺寸的nmos管mn3、nmos管mn4、nmos管mn5和nmos管mn6；用作混頻器負載的差分電感l1、l2和電容c1、c2，使用電感l1和l2示意為差分電感的兩極，中心抽頭部分接電源電壓供電，使用電容c1、c2示意為連接差分電感兩端的電容；

其中，nmos管mn3與nmos管mn4構成第一開關支路，nmos管mn5與nmos管mn6構成第二開關支路；所述第一開關支路和第二開關支路的柵極分別連接差分本振信號的兩端lop與lon；所述第一開關支路mn3與mn4的源極連接在一起，所述第二開關支路mn5與mn6的源極連接在一起，分別連接諧波控制網絡的次級差分信號端；nmos管mn3和nmos管mn5的漏極連接在一起，nmos管mn4和nmos管mn6的漏極連接在一起，分別連接差分負載的l1，c1部分和l2，c2部分，作為連接到輸出級的差分輸出端；

在跨導級和開關級之間連接的六端口變壓器用以耦合射頻信號；變壓器初級線圈的中心抽頭提供跨導級的電源供電，變壓器次級線圈的中心抽頭提供開關級的源級接地；變壓器的端口阻抗特性通過對變壓器建模獲得，即從跨導級的漏級往變壓器初級差分端口看進去的二次諧波阻抗呈現為高阻狀態，在變壓器次級差分端三次諧波阻抗為短路到地。

進一步地，所述的輸出級基于tia放大器結構，包括：pmos管mp1、pmos管mp2，nmos管mn7、nmos管mn8，電阻r1、電阻r2和電容cp、電容cn；

其中，在輸出級和開關級之間連接射頻耦合電容cp、cn起隔直作用，耦合開關級輸出的射頻信號到輸出級；pmos管mp1、pmos管mp2的源極接電源電壓，漏極分別接nmos管mn7和nmos管mn8的漏極；nmos管mn7和nmos管mn8的源級接地，柵極分別連接pmos管mp1和pmos管mp2的柵極；電阻r1、電阻r2的兩端分別連接pmos管和nmos管的柵極和漏極，在輸出級和開關級之間連接射頻耦合電容cp、cn起隔直作用，耦合開關級輸出的射頻信號到輸出級。

借由上述方案，本發明基于變壓器結構的諧波控制cmos混頻器至少具有以下優點：

采用變壓器進行諧波控制不僅能提高跨導級的線性度和漏級效率，而且由于跨導放大級和開關級通過變壓器耦合，兩級的偏置可以實現自由控制，使跨導級工作在class-ab時，管子能夠產生最大的基波分量，而此時的靜態功效較class-a時也更低，而調整開關級的vgs-vth電壓，使其充分工作在開關狀態可以很大程度的降低輸出噪聲。此外，由于此變壓器在版圖結構中位于跨導級和開關級之間，天然的拉開了兩者之間的距離，切斷了跨導管與開關管寄生電容之間的直接路徑，提高了隔離度，減少了lo-rf泄露。

上述說明僅是本發明技術方案的概述，為了能夠更清楚了解本發明的技術手段，并可依照說明書的內容予以實施，以下以本發明的較佳實施例并配合附圖詳細說明如后。

附圖說明

圖1為本發明基于變壓器結構的諧波控制cmos混頻器的電路原理圖；

圖2為本發明基于變壓器結構的諧波控制cmos混頻器中的諧波控制變壓器網絡結構示意圖。

具體實施方式

下面結合實施例，對本發明的具體實施方式作進一步詳細描述。以下實施例用于說明本發明，但不用來限制本發明的范圍。

本發明基于變壓器結構的諧波控制cmos混頻器，包括：

依次連接的跨導級，基于六端口變壓器的諧波控制網絡，開關級和輸出級，射頻信號由跨導級放大后輸出至諧波控制網絡，諧波控制網絡控制放大后的射頻信號的諧波中的二次和三次諧波，再經過開關級產生中頻信號，最終經過輸出級輸出。

本發明通過采用變壓器結構的諧波控制網絡對跨導級輸出信號的二次和三次諧波進行調整，有效提高混頻器的線性度，隔離度，噪聲性能和跨導管的漏級效率，同時降低工作電壓和靜態功耗。

本發明所述的基于變壓器結構的諧波控制cmos混頻器的一種較佳實施例：

所述的的諧波控制cmos混頻器，包括：

依次連接的跨導級，基于六端口變壓器的諧波控制網絡，開關級和輸出級，射頻信號由跨導級放大后輸出至諧波控制網絡，諧波控制網絡控制放大后的射頻信號的諧波中的二次和三次諧波，再經過開關級產生中頻信號，最終經過輸出級輸出。

所述的跨導級包括：nmos管mn1和，nmos管mn2，其中，nmos管mn1和，nmos管mn2的柵極作為兩個射頻輸入端并分別連接一個差分射頻電壓信號的兩端，nmos管mn1和nmos管mn2的源極連接在一起，nmos管mn1和，nmos管mn2的漏極作為所述跨導級的兩個輸出端輸出差分射頻電流信號。

所述的基于六端口變壓器的諧波控制網絡包括：初級電感lp1、電感lp2和初級中心抽頭處電感lc；變壓器次級電感ls1、電感ls2和次級接地用中心抽頭；其中，六端口變壓器為全差分結構，使用初級電感lp1、電感lp2、初級中心抽頭處電感lc構成變壓器初級線圈部分，變壓器次級電感ls1、電感ls2構成變壓器次級線圈部分，電感lt1、電感lt2、電容ct1、電容ct2為變壓器次級輸出端的三次諧波控制網絡，跨導級輸出的差分信號通過初級電感線圈耦合到次級電感線圈。

所述的開關級包括：構成雙平衡結構開關級的四個相同尺寸的nmos管mn3、nmos管mn4、nmos管mn5和nmos管mn6；用作混頻器負載的差分電感l1、l2和電容c1、c2，使用電感l1和l2示意為差分電感的兩極，中心抽頭部分接電源電壓供電，使用電容c1、c2示意為連接差分電感兩端的電容，實際設計中使用一個電容即可；lc負載網絡具有帶通選頻特性，可以獲得比較純凈的中頻信號輸出；

其中，nmos管mn3與nmos管mn4構成第一開關支路，nmos管mn5與nmos管mn6構成第二開關支路；所述第一開關支路和第二開關支路的柵極分別連接差分本振信號的兩端lop與lon；所述第一開關支路mn3與mn4的源極連接在一起，所述第二開關支路mn5與mn6的源極連接在一起，分別連接諧波控制網絡的次級差分信號端；nmos管mn3和nmos管mn5的漏極連接在一起，nmos管mn4和nmos管mn6的漏極連接在一起，分別連接差分負載的l1，c1部分和l2，c2部分，作為連接到輸出級的差分輸出端；

在跨導級和開關級之間連接的六端口變壓器用以耦合射頻信號；變壓器初級線圈的中心抽頭提供跨導級的電源供電，變壓器次級線圈的中心抽頭提供開關級的源級接地；變壓器的端口阻抗特性通過對變壓器建模獲得，即從跨導級的漏級往變壓器初級差分端口看進去的二次諧波阻抗呈現為高阻狀態，在變壓器次級差分端三次諧波阻抗為短路到地。

所述的輸出級基于tia放大器結構，包括：pmos管mp1、pmos管mp2，nmos管mn7、nmos管mn8，電阻r1、電阻r2和電容cp、電容cn；

其中，在輸出級和開關級之間連接射頻耦合電容cp、cn起隔直作用，耦合開關級輸出的射頻信號到輸出級；pmos管mp1、pmos管mp2的源極接電源電壓，漏極分別接nmos管mn7和nmos管mn8的漏極；nmos管mn7和nmos管mn8的源級接地，柵極分別連接pmos管mp1和pmos管mp2的柵極；電阻r1、電阻r2的兩端分別連接pmos管和nmos管的柵極和漏極，在輸出級和開關級之間連接射頻耦合電容cp、cn起隔直作用，耦合開關級輸出的射頻信號到輸出級。

圖2為本發明諧波控制變壓器網絡的結構示意圖，實際設計中該變壓器走線采用最上層金屬構成，由于頂層金屬較厚，可以獲得最佳的q值。圖2中最頂層金屬1走線部分，分別包括連接跨導級晶體管的初級線圈以及次級線圈差分輸出端的并聯的電感lt1\lt2和電容ct1/ct2，其中電容ct1/ct2由最頂層金屬走線1和接地金屬面3構成金屬平板電容。圖2中次頂層金屬走線部分2，構成變壓器次級，輸出差分端開關級的源級。

本發明工作原理如下：

共源級晶體管的漏級電流可用taylor級數展開表示為：

其中，vgs為晶體管的柵源電壓，gm(n)為晶體管的nth階跨導。對晶體管非線性模型的分析，可認為是基波電壓加在非線性元件兩端產生了各次諧波，這些電流又使有關的節點產生各次諧波電壓，其中gm3是產生放大器三階交調失真的主要因素。所以，對漏級和源級提供良好的接地，可以使諧波電流直接流入交流地而盡量減少在各非線性元件上形成三次諧波電壓，從而避免了基波電壓形成的三階交調分量。基于這種思想，本發明在變壓器次級差分端構造了一個電感電容串聯網絡諧振在三次諧波頻率來給三次諧波分量提供良好的地。

對于二次諧波分量，變壓器可以天然的抑制從跨導級產生的二次諧波分量進入到開關級。為了進一步抑制二次諧波分量，在變壓器的初級中心抽頭處串聯了一個小電感ls，對二次諧波呈高阻，進一步抑制了二次諧波的傳遞。

以上所述僅是本發明的優選實施方式，并不用于限制本發明，應當指出，對于本技術領域的普通技術人員來說，在不脫離本發明技術原理的前提下，還可以做出若干改進和變型，這些改進和變型也應視為本發明的保護范圍。