一種低功率高性能的VCO電路的制作方法

本發明涉及電路領域，具體涉及一種低功率高性能的vco電路。

背景技術：

振蕩器是一種用于產生正弦波、方波等重復信號的電子元件，廣泛應用于通信、電子、航空航天、醫學等各個領域；其中壓控振蕩器(vco，voltage-controlledoscillator)由于可以提供隨電壓變化的振蕩頻率，成為射頻電路的重要組成部分，也被稱為調頻其，用于產生調頻信號，在現代通信技術、藍牙技術等方面普遍采用，在電子通信技術領域，vco與電流源、運放具有同等重要的地位。

最初的vco都是采用分立元件組裝而成的，隨著通信領域對終端產品不斷提出輕、薄、短、小等要求，并且要求低成本、高性能、能夠大批量生產等，因此關于壓控振蕩器的研究主要集中在電路結構、性能、體積和制作成本等方面，并且發展方向是采用主流標準cmos工藝的vco電路的設計開發。

目前壓控振蕩器主要包括lc壓控振蕩器、晶體壓控振蕩器和rc壓控振蕩器等三大類。其中lc壓控振蕩器是將壓控元件——變容二極管放置在振蕩回路中形成的；晶體壓控振蕩器則將變容二極管和石英晶體相串接而成的，由于這兩種類型的vco都無法兼容標準cmos工藝，因此目前集成電路中大多采用rc壓控振蕩器，本發明針對rc壓控振蕩器。

rc壓控振蕩器包括了普通rc充放電振蕩器和環形振蕩器兩大類。

在現有技術中，線性壓控振蕩器就是一種典型的rc充放電振蕩器，這種類型的振蕩器通過將電容上的電壓與比較器的參考電壓進行比較，得到周期性的振蕩波形。rc充放電振蕩器通常利用高電源電壓來加快負載電容的充放電實現高頻率；一旦電源電壓降低，電場強度下降，半導體載流子移動速度變慢，開關速度也下降，從而導致頻率降低。另外由于這種結構的vco中采用電阻、電容等半導體器件，受工藝變化的影響，頻率變化會比較大；另外由于增加了電阻、電容這些無源器件，導致集成電路加工過程中需要增加光刻掩膜層次，這樣會大大增加芯片的成本。

環形振蕩器中的延時單元可以是多種多樣的。第一類：全差分環形振蕩器常采用三到五級的結構。現有技術中典型的差分環形振蕩器采用了對稱負載的差分延時單元和反饋-復制偏置電路；還有一種差分環形振蕩器，其中延時單元采用了電阻等無源器件，通過調節交叉耦合晶體管對的電阻值來對壓控振蕩器進行頻率調節。由于cmos工藝條件下很難制作阻值精確的電阻，因此也可用pmos管代替電阻，當pmos管處于深線性區是，其導通電阻幾乎為常數。

第二類是由反相器構成的基本環形振蕩器結構。反相器構成環形振蕩器在普通的振蕩器中非常普遍，其中反相器作為延時單元，這種振蕩器中四級環路在某種工作狀態下會出現鎖死、無法振動的情形。為解決以上問題，在延時單元中添加了鎖存器，可以打破鎖死狀態，增強了動態調節能力，實現電壓控制頻率的功能。

以上兩類環形振蕩器的結構相對較復雜，這樣導致vco的芯片面積較大，另外以上幾種結構的vco功耗相對較大，反相器構成的基本環形振蕩器結構盡管功耗較以上全差分環形振蕩器要小，但電路結構也較復雜，芯片面積無法做到很小。

第三類：為了簡化結構，縮小面積，降低功耗，采用一些特殊的延時單元，有在vco中采用了cmos傳輸門的結構作為延時單元；另外還采用了施密特觸發器，在滿足振蕩條件的情況下起到相位反轉和整形的作用。該種壓控振蕩器采用了傳輸門作為壓控電阻，但由于mos管導通電阻取決于管子的寬長比，而管子寬長比受制于加工等因素限，這種結構的vco其頻率可調范圍較小，很多應用情況下都無法滿足。

另外，現有技術中，vco輸出頻率會隨著溫度的變化而變化。舉一個例子，在室溫下，輸出頻率為20mhz時，傳統的vco的頻率變化量約為6.57mhz，而現有的vco相對來說變化量已經較小了，但還是有0.9mhz，按百分比計算的話也達到了4.5％，這樣的溫度特性在很多vco應用中也是無法接受的。

技術實現要素：

針對現有技術中存在的問題，本發明提供了一種低功率高性能的vco電路，其在低電壓下輸出頻率高，隨工藝變化小，頻率可調范圍大，壓控振蕩器的輸出頻率隨溫度的變化小，芯片成本低，電路結構簡單，功耗低。

本發明所采用的技術方案是：一種低功率高性能的vco電路，包括帶隙基準電路、低壓差線性穩壓電路ldo、電流轉換器電路和環形振蕩器電路，所述帶隙基準電路、低壓差線性穩壓電路、電流轉換器電路和環形振蕩器電路從左至右依次連接，所述帶隙基準電路用于提供不隨溫度和電源電壓變化的基準電壓，所述低壓差線性穩壓電路ldo用于將帶隙基準產生電壓加倍并使輸出電壓保持不變，所述電流轉換器電路包括三層轉換裝置，所述電流轉換器電路第一層轉換裝置將所述低壓差線性穩壓電路ldo輸出恒定電壓轉換成控制電流i1，所述電流轉換器電路第二層轉換裝置將恒定電壓控制電流i1轉換到由電源電壓控制電流i2，所述電流轉換器電路第三層轉換裝置將電流i2轉換成控制vco頻率的兩個抑制電壓vbp和vbn，所述環形振蕩器電路由五級振蕩器并聯組成。

優選的，所述帶隙基準電路包括八個場效應管，所述八個場效應管包括四個n型場效應管和四個p型場效應管。

優選的，所述包括低壓差線性穩壓電路ldo包括九個場效應管，所述九個場效應管包括五個n型場效應管和四個p型場效應管。

優選的，所述電流轉換器電路包括十個場效應管，所述十個場效應管包括五個n型場效應管和五個p型場效應管。

優選的，所述環形振蕩器電路共分為五級振蕩器并聯組成，包括二十四個場效應管，所述二十四個場效應管包括十二個n型場效應管和十二個p型場效應管。

本發明達到的有益效果是：

1、采用帶隙基準模塊后提升了vco輸出頻率隨溫度變化的穩定性，適用于頻率隨溫度變化要求非常小的場合；針對輸出為350mhz這一中心頻率進行溫度特性的仿真，結果表明，溫度在-40～125℃范圍內，輸出中心頻率變化約為0.18％，遠小于其它vco結構。

2、采用ldo模塊后，將帶隙基準產生的1.25v電壓增加為2.5v。通常低電壓情況下環形振蕩器的偏置電流較小，從而增加上升、下降時間，使得翻轉變慢，從而影響頻率的可調范圍。隨著工作電壓的提高，偏置電流也得到提高，使得頻率的可調范圍非常大。

3、通過采用特殊的電流轉換器，使得控制電壓vt與電流i1成線性關系，而由i1鏡像得到的vco控制電流i2與控制電壓vt之間是一個線性關系，且不隨電源電壓vdd的變化而變化，通過產生穩定可控的偏置電流提高了vco輸出頻率的線性度，并且較適合低電壓；從輸出頻率隨輸入控制端電壓變化曲線圖可以看出，當電源電壓在1.2～3v之間變化時，vco輸出頻率范圍可達到200～500mhz，vco頻率受控范圍較寬，可滿足不同應用對頻率變化的要求。

4、在電流抑制型環形振蕩結構中，由于反相器尺寸較小，這樣可以降低每個osc節點的寄生電容。當電容減小后，達到一定頻率所需要的電流就會降低，即可以在一定的偏置電流下提高輸出頻率，也利于vco輸出頻率的穩定性，并且采用這樣的設計可以極大的降低電路的功耗。另外這種結構能夠有效抑制環境噪聲包括電源和襯底噪聲的影響，具有良好的抗噪能力。

5、整個vco電路結構簡單，可以有效節省芯片面積；采用0.35μm工藝；整個vco的面積只有0.02mm²；vco的芯片面積小；另外整個vco中只采用標準cmos工藝中的有源器件，一方面進一步降低芯片的成本，同時減小工藝變化對輸出頻率的影響。

附圖說明

下面結合附圖對本發明進一步說明。

圖1是本發明vco電路的總體電路框圖；

圖2是本發明帶隙基準結構的電路圖；

圖3是本發明低壓差線性穩壓器ldo的電路圖；

圖4是本發明電流轉換器的電路圖；

圖5是本發明環形振蕩器的電路圖；

圖6是本發明vco輸出頻率隨溫度變化趨勢圖；

圖7是本發明vco輸出頻率隨控制信號vt變化趨勢圖；

圖8是本發明vco的電流仿真圖。

具體實施方式

下面結合附圖對本發明的具體實施方式做進一步說明。

本發明所采用的技術方案是：

如圖1至圖8所示，一種低功率高性能的vco電路，包括帶隙基準電路、低壓差線性穩壓電路ldo、電流轉換器電路和環形振蕩器電路，所述帶隙基準電路、低壓差線性穩壓電路、電流轉換器電路和環形振蕩器電路從左至右依次連接，所述帶隙基準電路用于提供不隨溫度和電源電壓變化的基準電壓，所述低壓差線性穩壓電路ldo用于將帶隙基準產生電壓加倍并使輸出電壓保持不變，所述電流轉換器電路包括三層轉換裝置，所述電流轉換器電路第一層轉換裝置將所述低壓差線性穩壓電路ldo輸出恒定電壓轉換成控制電流i1，所述電流轉換器電路第二層轉換裝置將恒定電壓控制電流i1轉換到由電源電壓控制電流i2，所述電流轉換器電路第三層轉換裝置將電流i2轉換成控制vco頻率的兩個抑制電壓vbp和vbn，所述環形振蕩器電路由五級振蕩器并聯組成。

優選的，所述帶隙基準電路包括八個場效應管，所述八個場效應管包括四個n型場效應管和四個p型場效應管。

所述帶隙基準電路中，p11管的源極接電源，柵極接地；p11管的漏極接n11的漏極和柵極；n11管的源極接電阻r11一端，電阻r11另一端接地；p12管的源極接電源，柵極接p12的漏極和p13管的柵極以及n13的漏極；n12的漏極接n13的漏極，柵極接p11的漏極和n11的柵極，源極接n13的源極和電阻r12的一端，電阻另一端接t11的發射極；n13的漏極接p12的漏極，柵極接n14的柵極，源極接n12的源極；t11的基區接地，集電區接地；p13的源極接電源，柵極接p12的柵極和p14的柵極，漏極接n14的漏極和柵極；n14的漏極p13的漏極和n13的柵極，柵極接n13的柵極，源極接t12的發射極；t12基極和集電極都接地；p14的源極接電源，柵極接p13的柵極和vbias，漏極接vref和r13的一端，r13另一端接t13的發射極；t13的基極和集電極都接地。

所述帶隙基準電路通過設法利用正、負溫度系數相互抵消補償了vbe隨溫度變化對輸出電壓的影響，在-40℃到125℃的溫度范圍內，可以獲得接近零溫度系數的輸出電壓。它非常適合在溫度和電壓不穩定的環境中保持穩定的輸出參考電壓。這種帶隙基準功耗低，容易啟動，對工藝的依賴程度低。該帶隙基準模塊產生一個幾乎不隨溫度和電源電壓變化的1.25v基準電壓。針對輸出為350mhz這一中心頻率進行溫度特性的仿真，結果如附圖6所示，結果表明，溫度在-40～125℃范圍內，輸出中心頻率變化約為0.18％，遠小于其它vco結構。

優選的，所述包括低壓差線性穩壓電路ldo包括九個場效應管，所述九個場效應管包括五個n型場效應管和四個p型場效應管。

所述低壓差線性穩壓電路ldo中，p21的源極接電源，柵極接vbias，漏極接n21的漏極和柵極；n21漏極接p21的漏極，柵極接p21的漏極和n24的柵極，源極接地；p22的源極接電源，柵極接p23的柵極和p22的漏極。漏極接n22的漏極；n22的漏極接p22的漏極，柵極接地，源極接n23的源極和n24的漏極；n24的漏極接n22和n23的源極，柵極接n21的柵極，源極接地；p23的源極接電源，柵極接p22的柵極，漏極接n23的漏極和p24的柵極；n23的漏極接p23的漏極，柵極接vref，源極接n24的漏極；c21的一端接p23的漏極和p24的柵極，另一端接vldo；c22的一端接vldo，另一端接地；p24的源極接電源，柵極接p23的漏極，漏極接vldo；r21的一端接vldo，另一端接地和r22一端，r22的另一端也接地；n25的柵極接vldo，源極和漏極連接同時接地。

采用ldo模塊后，將帶隙基準產生的1.25v電壓增加為2.5v。通常低電壓情況下環形振蕩器的偏置電流較小，從而增加上升、下降時間，使得翻轉變慢，從而影響頻率的可調范圍。隨著工作電壓的提高，偏置電流也得到提高，使得頻率的可調范圍非常大，這種結構的ldo具有成本低、噪音小等優點。

優選的，所述電流轉換器電路包括十個場效應管，所述十個場效應管包括五個n型場效應管和五個p型場效應管。

所述電流轉換器電路中，p30管源極接v1do，p30管柵極接p31管柵極和p30管漏極，n30管漏極接p30管漏極，n30管柵極接vt，n30管源極接電阻i_r的一端，電阻另一端接地；p31管源極接v1do，p31管柵極接p30管柵極，n31管漏極接p31管漏極，n31管柵極接n32管柵極以及n31管漏極，n31管源極接地；p32管源極接電源，p32管柵極接p33管柵極和p32管漏極，n32管漏極接n31管漏極，n32管源極接地；p33管源極接電源，p33管柵極接p32管柵極，n33管漏極接p33管漏極，n33管柵極接n33管漏極和n34管柵極，n33管源極接地；p34管源極接電源和電容c32一端，p34管柵極接電容c32另一端vbp和p34管漏極，n34管漏極接p34管漏極，n34管柵極接電容c33一端vbn，電容c33另一端接地，n34管源極接地。

本發明中的電流轉換模塊是指首先利用以上ldo輸出恒定電壓將vco控制電壓vt轉換成控制電流i1；然后采用鏡像電流源原理，將ldo輸出恒定電壓控制電流i1轉換到由電源電壓控制電流i2；最后由電流i2產生控制vco頻率的兩個抑制電壓vbp和vbn。

如圖4所示，流經電阻r上的電流i_r可以用以下公式計算：

在以上公式中，vthn為n30管的開啟電壓，因n30管的尺寸w/l設計較大，而i_r設計又偏小，故落在n30管上的過驅動電壓非常小，在計算時可以忽略。采用這種方法設計，控制電壓vt與電阻r上的電流i_r之間建立了準線性關系。而從附圖4可以看出，由ldo輸出恒定電壓控制的電流i1又與i_r是成正比關系的；因此控制電壓vt與電流i1成線性關系。

另外從附圖4可以看出，i2是通過鏡像電流源與i1成一定比例關系的，因此產生vco抑制電壓的電流i2(也稱為vco控制電流)與控制電壓vt之間是一個線性關系，且不隨電源電壓vdd的變化而變化，故在本發明所采用的cmos工藝制程中，所設計的vco的工作電壓可以從1.2v到3.3v，而相應的輸出頻率具有非常好的線性度。

由i2所產生輸出的vbp和vbn電壓會受到時鐘信號的干擾產生振蕩，從而影響vco的頻率。加入c32、c33電容可以有效的減小此振蕩，避免vco輸出頻率的變化。

通過采用特殊的電流轉換器，使得控制電壓vt與電流i1成線性關系；而由i1鏡像得到的vco控制電流i2與控制電壓vt之間是一個線性關系，且不隨電源電壓vdd的變化而變化；通過產生穩定可控的偏置電流，提高了vco輸出頻率的線性度(如圖8所示)，并且較適合低電壓；附圖7為輸出頻率隨輸入控制端電壓變化曲線，從圖中可以看出，當電源電壓在1.2～3v之間變化時，vco輸出頻率范圍可達到200～500mhz，vco頻率受控范圍較寬，可滿足不同應用對頻率變化的要求。

優選的，所述環形振蕩器電路共分為五級振蕩器并聯組成，包括二十四個場效應管，所述二十四個場效應管包括十二個n型場效應管和十二個p型場效應管。

所述環形振蕩器電路中，p402管源極接電源，p402管柵極接vbp，p402管漏極接p401管漏極，p401管柵極接n401管柵極和n411管柵極，p401管源極接n401管源極和電容cl一端，電容cl另一端接地，n401管漏極接n402管漏極，n402管柵極接vbn，n402管源極接地；p404管源極接電源，p404管柵極接vbp，p404管漏極接p403管漏極，p403管柵極接n403管柵極和p401管源極，p403管源極接n403管源極，n403管漏極接n404管漏極，n404管柵極接vbn，n404管源極接地；p406管源極接電源，p406管柵極接vbp，p406管漏極接p405管漏極，p405管柵極接n405管柵極和p403管源極，p405管源極接n405管源極，n405管漏極接n406管漏極，n406管柵極接vbn，n406管源極接地；p408管源極接電源，p408管柵極接vbp，p408管漏極接p407管漏極，p407管柵極接n407管柵極和p405管源極，p407管源極接n407管源極，n407管漏極接n408管漏極，n408管柵極接vbn，n408管源極接地；p410管源極接電源，p410管柵極接vbp，p410管漏極接p409管漏極，p409管柵極接n409管柵極和p407管源極，p409管源極接n409管源極，n409管漏極接n410管漏極，n410管柵極接vbn，n410管源極接地；p411管源極接電源，p411管柵極接n411管柵極和p409管源極，p411管漏極接n411管漏極，n411管源極接地；p412管源極接電源，p412管柵極接n412管柵極和p411管漏極，p412管漏極接n412管漏極和vco，n412管源極接地。

環形振蕩器是vco中最重要的子模塊，本發明采用了一種受控反相器作為延時單元的環形振蕩器結構，這種受控反相器的電流受到vbp和vbn這兩個抑制電源控制而無法達到其應有的最大值，因此稱為電流抑制型環形振蕩器。

本發明將電流抑制型環形osc電路采用五級設計，這主要是基于整體vco的面積和功耗的考慮，因為環形振蕩器頻率與級數之間成反比關系，級數越少，振蕩頻率越高；級數越多，輸出頻率的抖動會被逐級放大。這樣的設計既可以在一定的偏置電流下提高輸出頻率，也利于vco輸出頻率的穩定性。

附圖5中，p401管和n401管用作反相器與電流源，p402管和n402管分別由vbp和vbn控制，抑制著流過p401管、n401管的電流，即由p401管和n401管構成的反相器處于電流抑制狀態，它們共同構成環形振蕩器的一級。其中后一級的輸入柵電容、p401和n401的漏端對地的電容的總和cl，其作為前級的負載電容。由p401、p402、n401和n402組成的每一級對該負載電容進行充放電。充放電電流相同，為圖中的idc1，因此n級電流抑制型環形振蕩器的頻率fosc可用以下公式來表示：

以上公式中的充放電電流idc1，受vbp和vbn控制，即受到抑制。根據前面的分析，充放電電流大小由輸入控制電壓設定。這種結構能夠有效抑制環境噪聲包括電源和襯底噪聲的影響，具有良好的抗噪能力。

環形振蕩器設計時應盡量減小其中反相器的尺寸，這樣可以降低每個osc節點的寄生電容。當電容減小后，達到一定頻率所需要的電流就會降低，即可以在一定的偏置電流下提高輸出頻率，也利于vco輸出頻率的穩定性，并且采用這樣的設計可以極大的降低電路的功耗。這種環形振蕩器不但結構簡單，而且通過方便地控制流經反相器電流的大小，即負載電容的沖放電電流大小，從而靈活地控制振蕩頻率。

附圖8為整個vco的電流仿真結果，可以看出平均電流不大于2.2ma，最大功耗不超過7.26mw，另外在附圖7中，將vco控制電壓vt轉換成的控制電流為圖中i_r，從圖中可以明顯看出兩者之間是一種準線性關系。由ldo輸出恒定電壓控制的電流為圖中i1，而電源電壓控制的電流為圖中i2，該電流即為vco控制電流，與vt之間也是很明顯的線性關系。

整個vco電路結構簡單，可以有效節省芯片面積；采用0.35μm工藝；整個vco的面積只有0.02mm²；另外整個vco中只采用標準cmos工藝中的有源器件，一方面進一步降低芯片的成本，同時減小工藝變化對輸出頻率的影響。

以上是本發明的較佳實施例而已，并非對本發明作任何形式上的限制，凡是依據本發明的技術實質對以上實施例所做的任何簡單修改、等同變化與修飾，均屬于發明技術方案的范圍內。