基于Flyback和Class?E的高效率單級LED驅動裝置的制作方法

本發明涉及一種LED驅動裝置，具體涉及一種基于Flyback電路和Class-E電路的單極諧振LED驅動裝置，屬于LED驅動領域。

背景技術：

LED因具有使用壽命長、環保無污染、發光光色純凈和工作效率高等諸多優點，被廣泛地應用于街道照明、室內照明和LCD背光光源等多個領域。隨著LED封裝技術的不斷發展，LED已經呈現出取代熒光燈之勢。當下，在遵循LED恒流驅動特性的基礎上，尋求高效穩定的LED驅動電路已經成為研究人員的熱門課題。

現有的LED驅動器主要存在以下問題：

1、現有的LED驅動器通常包含兩級結構：前級結構為功率因數校正單元，用于提高系統的功率因數，降低系統的總諧波因數，降低系統對電網的干擾，以滿足IEC61000標準和Energy Star標準對LED照明系統的要求。后級結構為DC-DC變換單元，用于為待驅動的LED提供能量。這種兩級結構的LED驅動器具有較高的功率因數和工作性能，但是，所述兩級結構需要分別配置開關管，因此，系統的可靠性低，整體成本較高。除此之外，所述開關管工作在硬開關狀態，不利于系統效率的提高，損耗大。

2、現有的前級結構通常為Buck電路或Boost電路。當前級結構為Buck電路時，在占空比較大的情況下，前級結構的輸出電壓遠小于負載端電壓，導致驅動器無法正常驅動LED；當前級結構為Boost電路時，其對母線電壓應力要求較高，對器件要求過高，不適用于Class-E電路。現有的DC-DC變換單元，其LLC電路需要兩個開關管，由此，增加了系統的復雜程度和成本。

技術實現要素：

本發明為解決現有雙級LED驅動器的系統可靠性低和效率低的問題，提出了一種基于Flyback和Class-E的高效率單級LED驅動裝置。

本發明所述的基于Flyback和Class-E的高效率單級LED驅動裝置包括橋式整流單元、Flyback功率因數校正單元、Class-E諧振變換單元和全波整流單元；

橋式整流單元接入交流電源，并與Flyback功率因數校正單元電氣連接，Flyback功率因數校正單元與Class-E諧振變換單元電氣連接，Class-E諧振變換單元與全波整流單元電氣連接，全波整流單元與待驅動的LED電氣連接，Flyback功率因數校正單元與Class-E諧振變換單元共用一個開關管；

Flyback功率因數校正單元工作于DCM模式；

橋式整流單元和全波整流單元均用于將交流電轉變為直流電。

作為優選的是，橋式整流單元包括第一二極管D₁、第二二極管D₂、第三二極管D₃、第四二極管D₄和第一電容C₁；

第一二極管D₁的負極和第二二極管D₂的負極均與第一電容C₁的第一端相連，三者的公共端為橋式整流單元的電壓輸出端；

第三二極管D₃的正極、第四二極管D₄的正極和第一電容C₁的第二端均與電源地相連；

第一二極管D₁的正極同時與交流電源AC的第一端和第三二極管D₃的負極相連，第二二極管D₂的正極同時與交流電源AC的第二端和第四二極管D₄的負極相連。

進一步的是，所述開關管為金氧半場效晶體管Q；

Flyback功率因數校正單元還包括第五二極管D₅、第一電感L₁、第一變壓器T₁和第六二極管D₆；

Class-E諧振變換單元還包括第二電感L₂、第三電感L₃、第四電感L₄、第二電容C₃、第三電容C₄和第七二極管D₇；

Flyback功率因數校正單元與Class-E諧振變換單元還共用第一電解電容C₂；

第五二極管D₅的正極為Flyback功率因數校正單元的電壓輸入端，Flyback功率因數校正單元的電壓輸入端與橋式整流單元的電壓輸出端相連；

第五二極管D₅的負極同時與第一電感L₁的第一端和第一變壓器T₁的原邊電感L_m1的同名端相連，第一變壓器T₁的副邊電感L_s1的異名端與第六二極管D₆的正極相連，第六二極管D₆的負極同時與第二電感L₂的第一端和第一電解電容C₂的正極相連，第二電感L₂的第二端同時與第一電感L₁的第二端、第一變壓器T₁的原邊電感L_m1的異名端、金氧半場效晶體管Q的漏極D、第七二極管D₇的負極、第二電容C₃的第一端和第三電感L₃的第一端相連，第三電感L₃的第二端與第三電容C₄的第一端相連，第三電容C₄的第二端與第四電感L₄的第一端相連，第一變壓器T₁的副邊電感L_s1的同名端、第一電解電容C₂的負極、金氧半場效晶體管Q的源極S、第七二極管D₇的正極、第二電容C₃的第二端和第四電感L₄的第二端均接入電源地；

第四電感L₄與第三電容C₄的公共端為Class-E諧振變換單元的第一電氣連接端，第一變壓器T₁的副邊電感L_s1、第一電解電容C₂、金氧半場效晶體管Q、第七二極管D₇、第二電容C₃與第四電感L₄的公共端為Class-E諧振變換單元的第二電氣連接端；

Class-E諧振變換單元的第一電氣連接端和第二電氣連接端分別與全波整流單元的第一電氣連接端和第二電氣連接端相連；

金氧半場效晶體管Q的柵極G為方波信號輸入端。

進一步的是，全波整流單元包括第二變壓器T₂、第八二極管D₈、第九二極管D₉和第二電解電容C₅；

第二變壓器T₂的原邊電感L_m2的同名端和異名端分別為全波整流單元的第一電氣連接端和第二電氣連接端；

第二變壓器T₂的副邊電感L_s2的同名端與第八二極管D₈的正極相連，第八二極管D₈的負極同時與第二電解電容C₅的正極和第九二極管D₉的負極相連，三者的公共端為待驅動的LED的正極接入端，第二電解電容C₅的負極和第二變壓器T₂的副邊電感L_s2的中心抽頭均接入電源地，第二電解電容C₅與第二變壓器T₂的公共端為待驅動的LED的負極接入端。

本發明所述的基于Flyback和Class-E的高效率單級LED驅動裝置，Flyback功率因數校正單元與Class-E諧振變換單元共用一個開關管，解決了現有兩極結構的LED驅動器因其前、后級結構需要分別配置開關管而導致系統可靠性低的問題。本發明所述的基于Flyback和Class-E的高效率單級LED驅動裝置通過設置Class-E諧振變換單元，以諧振的控制策略使開關管工作于軟開關狀態下，與現有的雙級LED驅動器相比，其效率較高。

附圖說明

在下文中將基于實施例并參考附圖來對本發明所述的基于Flyback和Class-E的高效率單級LED驅動裝置進行更詳細的描述，其中：

圖1是實施例二所述的基于Flyback和Class-E的高效率單級LED驅動裝置的電路原理圖；

圖2是實施例三提及的Flyback功率因數校正單元的電流波形圖；

圖3是實施例四提及的Class-E諧振變換單元的工作波形圖；

圖4是實施例四所述的基于Flyback和Class-E的高效率單級LED驅動裝置的輸入電壓和輸入電流的波形圖；

圖5是實施例四提及的Flyback功率因數校正單元的原邊電感電流以及驅動信號的波形圖；

圖6是實施例四提及的金氧半場效晶體管Q的電壓波形圖；

圖7是實施例四提及的控制驅動電路的電路原理圖。

具體實施方式

下面將結合附圖對本發明所述的基于Flyback和Class-E的高效率單級LED驅動裝置作進一步說明。

實施例一：本實施例所述的基于Flyback和Class-E的高效率單級LED驅動裝置包括橋式整流單元、Flyback功率因數校正單元、Class-E諧振變換單元和全波整流單元；

橋式整流單元接入交流電源，并與Flyback功率因數校正單元電氣連接，Flyback功率因數校正單元與Class-E諧振變換單元電氣連接，Class-E諧振變換單元與全波整流單元電氣連接，全波整流單元與待驅動的LED電氣連接，Flyback功率因數校正單元與Class-E諧振變換單元共用一個開關管；

Flyback功率因數校正單元工作于DCM模式。

本實施例所述的基于Flyback和Class-E的高效率單級LED驅動裝置，Flyback功率因數校正單元與Class-E諧振變換單元共用一個開關管，與現有兩極結構的LED驅動器相比，其體積小。在中小功率LED照明應用領域，能夠大幅度地降低成本。

實施例二：下面結合圖1詳細地說明本實施例。本實施例是對實施例一所述的基于Flyback和Class-E的高效率單級LED驅動裝置作進一步的限定。

本實施例所述的基于Flyback和Class-E的高效率單級LED驅動裝置的橋式整流單元包括第一二極管D₁、第二二極管D₂、第三二極管D₃、第四二極管D₄和第一電容C₁；第一二極管D₁的負極和第二二極管D₂的負極均與第一電容C₁的第一端相連，三者的公共端為橋式整流單元的電壓輸出端；

第三二極管D₃的正極、第四二極管D₄的正極和第一電容C₁的第二端均與電源地相連；第一二極管D₁的正極同時與交流電源AC的第一端和第三二極管D₃的負極相連，第二二極管D₂的正極同時與交流電源AC的第二端和第四二極管D₄的負極相連。

實施例三：下面結合圖1和圖2詳細地說明本實施例。本實施例是對實施例二所述的基于Flyback和Class-E的高效率單級LED驅動裝置作進一步的限定。

本實施例所述的基于Flyback和Class-E的高效率單級LED驅動裝置的開關管為金氧半場效晶體管Q；

Flyback功率因數校正單元還包括第五二極管D₅、第一電感L₁、第一變壓器T₁和第六二極管D₆；Class-E諧振變換單元還包括第二電感L₂、第三電感L₃、第四電感L₄、第二電容C₃、第三電容C₄和第七二極管D₇；

Flyback功率因數校正單元與Class-E諧振變換單元還共用第一電解電容C₂；

第五二極管D₅的正極為Flyback功率因數校正單元的電壓輸入端，Flyback功率因數校正單元的電壓輸入端與橋式整流單元的電壓輸出端相連；

第五二極管D₅的負極同時與第一電感L₁的第一端和第一變壓器T₁的原邊電感L_m1的同名端相連，第一變壓器T₁的副邊電感L_s1的異名端與第六二極管D₆的正極相連，第六二極管D₆的負極同時與第二電感L₂的第一端和第一電解電容C₂的正極相連，第二電感L₂的第二端同時與第一電感L₁的第二端、第一變壓器T₁的原邊電感L_m1的異名端、金氧半場效晶體管Q的漏極D、第七二極管D₇的負極、第二電容C₃的第一端和第三電感L₃的第一端相連，第三電感L₃的第二端與第三電容C₄的第一端相連，第三電容C₄的第二端與第四電感L₄的第一端相連，第一變壓器T₁的副邊電感L_s1的同名端、第一電解電容C₂的負極、金氧半場效晶體管Q的源極S、第七二極管D₇的正極、第二電容C₃的第二端和第四電感L₄的第二端均接入電源地；

第四電感L₄與第三電容C₄的公共端為Class-E諧振變換單元的第一電氣連接端，第一變壓器T₁的副邊電感L_s1、第一電解電容C₂、金氧半場效晶體管Q、第七二極管D₇、第二電容C₃與第四電感L₄的公共端為Class-E諧振變換單元的第二電氣連接端；

Class-E諧振變換單元的第一電氣連接端和第二電氣連接端分別與全波整流單元的第一電氣連接端和第二電氣連接端相連；

金氧半場效晶體管Q的柵極G為方波信號輸入端。

本實施例所述的基于Flyback和Class-E的高效率單級LED驅動裝置，當金氧半場效晶體管Q導通時，Flyback功率因數校正單元的輸入電流i_Lm1經過第一變壓器T₁的原邊電感L_m1，流經金氧半場效晶體管Q，輸入電流i_Lm1成線性增加，能量儲存在第一變壓器T₁的原邊電感L_m1中，同時第一電解電容C₂通過金氧半場效晶體管Q為Class-E諧振變換單元的第二電感L₂充電。

當金氧半場效晶體管Q關斷時，儲存在第一變壓器T₁的原邊電感L_m1中的能量傳遞到第一變壓器T₁的副邊電感L_s1中，第一變壓器T₁的副邊電感L_s1為第一電解電容C₂充電，同時，第一電解電容C₂為Class-E諧振變換單元提供能量。

根據上述分析可知，Flyback功率因數校正單元具有隔離輸入與輸出以及升降壓的功能，有利于驅動器電路的靈活設計和功率因數的提高。

根據公式(1)可知，在DCM的工作模式下，輸入電流跟蹤輸入電壓，二者之間不存在相位差。因此，當Flyback功率因數校正單元工作于DCM模式時，能夠起到較好的功率因數校正功能。

其中，i_{Lm1_av}為平均輸入電流，V_m為輸入整流后的電壓幅值，D為占空比，ω為工頻，f_s為工作頻率。

圖2為Flyback功率因數校正單元的電流波形圖，i_{Lm1_pk}為Flyback功率因數校正單元的峰值輸入電流。

實施例四：下面結合圖3至圖7詳細地說明本實施例。本實施例是對實施例三所述的基于Flyback和Class-E的高效率單級LED驅動裝置作進一步的限定。

本實施例所述的基于Flyback和Class-E的高效率單級LED驅動裝置的全波整流單元包括第二變壓器T₂、第八二極管D₈、第九二極管D₉和第二電解電容C₅；

第二變壓器T₂的原邊電感L_m2的同名端和異名端分別為全波整流單元的第一電氣連接端和第二電氣連接端；

第二變壓器T₂的副邊電感L_s2的同名端與第八二極管D₈的正極相連，第八二極管D₈的負極同時與第二電解電容C₅的正極和第九二極管D₉的負極相連，三者的公共端為待驅動的LED的正極接入端，第二電解電容C₅的負極和第二變壓器T₂的副邊電感L_s2的中心抽頭均接入電源地，第二電解電容C₅與第二變壓器T₂的公共端為待驅動的LED的負極接入端。

圖3為Class-E諧振變換單元的工作波形圖，V_gs是金氧半場效晶體管Q的柵極G與源極S間的電壓，i_D9是第九二極管D₉的電流，i_D8是第八二極管D₈的電流，V_ds是金氧半場效晶體管Q的漏極D與源極S間的電壓。

Class-E諧振變換單元的工作模態主要分為以下階段：

工作模態1(t₁～t₃)：金氧半場效晶體管Q導通，第一電解電容C₂作為Class-E諧振變換單元的輸入電源，通過金氧半場效晶體管Q為第三電感L₃充電，此時第三電感L₃和第三電容C₄參與諧振，諧振電流i_r先續流減小到零然后由第二變壓器T₂的原邊電感L_m2提供能量反向增大。因為諧振電流i_r大于第二變壓器T₂的原邊電流i_Lm2，第二變壓器T₂的原邊電感L_m2向其副邊電感L_s2提供能量使第九二極管D₉導通，為待驅動的LED供電。

工作模態2(t₃～t₄)：在t₃時刻，諧振電流i_r等于第二變壓器T₂的原邊電流i_Lm2，第九二極管D₉截止，第二變壓器T₂的原邊電感L_m2不再被負載輸出箝位，開始與第三電感L₃、第三電容C₄一起參與到諧振回路中。

工作模態3(t₄～t₆)：金氧半場效晶體管Q斷開后，第一電解電容C₂通過第二電感L₂向諧振回路提供能量，此時諧振電流i_r和第二變壓器T₂的原邊電流i_Lm2同時開始減小，因為第二變壓器T₂的原邊電流i_Lm2大于諧振電流i_r，第二變壓器T₂的原邊電感L_m2向第二變壓器T₂的副邊電感L_s2提供能量使第八二極管D₈導通，為待驅動的LED供電。

工作模態4(t₆～t₇)：此時諧振電流i_r等于第二變壓器T₂的原邊電流i_Lm2，第八二極管D₈截止，第二變壓器T₂的原邊電感L_m2不再被負載輸出箝位，開始與第三電感L₃、第三電容C₄和第二電容C₃一起參與到諧振回路中。

工作模態5(t₇～t₈)：在金氧半場效晶體管Q導通前，第二電容C₃中能量耗盡，諧振電流i_r通過第七二極管D₇流通，此時金氧半場效晶體管Q兩端的漏源電壓趨近于零，之后再開通金氧半場效晶體管Q，金氧半場效晶體管Q近似于工作在ZVS模式，電壓過零時金氧半場效晶體管Q導通，減小了開關損耗，提高了系統的效率。此模態下諧振電流i_r大于第二變壓器T₂的原邊電流i_Lm2，第二變壓器T₂的原邊電感L_m2向第二變壓器T₂的副邊電感L_s2提供能量使第九二極管D₉導通，為待驅動的LED供電。

本實施例所述的基于Flyback和Class-E的高效率單級LED驅動裝置的功率因數能夠達到0.99以上，在輸入電壓90Vac～180Vac范圍內，THD在10％以內，滿足國際IEC6100-3-2的標準。圖4為本實施例所述的基于Flyback和Class-E的高效率單級LED驅動裝置的輸入電壓V_in和輸入電流I_in的波形圖。圖5為Flyback功率因數校正單元的原邊電感電流i_Lm1以及驅動信號的波形圖,金氧半場效晶體管Q的柵極G與源極S間的電壓即為驅動信號。

本實施例所述的基于Flyback和Class-E的高效率單級LED驅動裝置，金氧半場效晶體管Q工作在ZVS模式，減少了金氧半場效晶體管Q的開關損耗。在額定負載、額定輸入電壓110Vac的條件下，系統效率為93％。金氧半場效晶體管Q的電壓波形圖如圖6所示。

本實施例所述的基于Flyback和Class-E的高效率單級LED驅動裝置采用CD4046壓控振蕩器芯片，按照增益表達式(2)，通過改變工作頻率，調整增益M_A，達到穩定輸出電流的目的。

其中，V_R是等效輸出電壓，V_bus是母線電壓，ω_s是金氧半場效晶體管Q的工作頻率，R_e是等效阻抗，是初始相角。

驅動控制電路的原理圖如圖7所示。

雖然在本文中參照了特定的實施方式來描述本發明，但是應該理解的是，這些實施例僅是本發明的原理和應用的示例。因此應該理解的是，可以對示例性的實施例進行許多修改，并且可以設計出其他的布置，只要不偏離所附權利要求所限定的本發明的精神和范圍。應該理解的是，可以通過不同于原始權利要求所描述的方式來結合不同的從屬權利要求和本文中所述的特征。還可以理解的是，結合單獨實施例所描述的特征可以使用在其他所述實施例中。