一種寬帶高精度有源移相器的制作方法

本發明屬于射頻微波集成電路設計領域，具體涉及一種應用于多功能收發組件中的寬帶高精度移相器，可用于無線通訊、雷達探測、電子對抗等相關相控陣系統中。

背景技術：

寬帶有源移相器作為有源相控陣系統的核心組成部分，對有源相控陣系統的性能有決定性的影響，其指標直接決定了相控陣系統的技術標準，其重量和體積直接影響到相控陣系統的小型化，其可靠性和成本決定了相控陣系統的應用前景。由于在一個相控陣系統中所裝備的移相器數量巨大，在符合相控陣系統既定設計指標的條件下，我們應盡可能降低其組件的體積、重量，控制元器件成本。為解決以上問題，國內外研究機構都在積極的利用cmos集成電路工藝來設計實現相控陣系統中的組件。

有源移相器主要利用正交信號產生器產生正交信號，然后將正交信號送入到一個vga中來調整正交信號各自的幅度，最終再將正交信號合成便可以實現移相。而通常的移相器大多通過控制vga的偏置電流來實現對正交信號幅度的調整，這種結構的缺點是當移相器的精度較高時，會需要變化范圍非常大的偏置電流，一方面很難準確的產生變化范圍如此大的偏置電流；另外一方面當偏置電流的變化范圍比較大時，受限于mos管的線性度，vga的增益也會偏離預期值，移相準確度下降，導致很難設計出精度較高移相器，而這就是新型移相器需要解決的首要問題。

技術實現要素：

本發明的目的在于提供一種具有較寬的頻率范圍、能夠以較高的精度實現移相的寬帶高精度有源移相器。

本發明提供的寬帶高精度有源移相器，是以全差分的形式實現移相，通過數字開關控制相位的變化，并且可以通過調整控制電壓來調整帶內增益的平坦度。移相器的具體結構如附圖1所示，主要包括以下依次連接的正交信號產生器、象限選擇開關（switsh）、vga、輸出buffer模塊，其中：

（1）所述正交信號產生器，用于產生正交信號，如附圖2所示。保證正交信號的正交性非常重要，因其直接影響移相器移相的準確度，因此，具體可選用三級多相濾波器（ppf）作為正交信號產生器，因為它能產生非常準確的正交信號，且其帶寬足夠寬，帶負載能力足夠強，在工藝發生變化時仍能正常工作；

（2）所述象限選擇開關，用于選擇正交信號極性，如附圖3所示。象限選擇開關主要是用來切換信號極性的，但倘若使其同時也具備一定的放大功能，則其還可以對信號的損耗進行一定的補償，并且還可以對噪聲系數起到一定的抑制作用。象限選擇開關包括2個共源放大管m1和m2，4個切換開關m3~m6，該電路同時實現信號極性的切換和放大功能。此外，由于該象限選擇開關的輸入寄生電容要小于vga，故將其插入在ppf和vga之間，還可以減小ppf的負載電容，從而降低其損耗；

（3）所述vga，用于調整正交信號幅度，如附圖4所示。該vga由一系列固定的子增益單元組成，通過開關管選擇合適的子增益單元組合使其工作，并在輸出節點以電流形式將這些信號相加即，可得到所需的增益，從而實現對正交信號幅度的調整。利用這種方法實現的vga不再需要大范圍變化的偏置電流，也就不需要為了產生變化范圍非常大的偏置電流而再去設計復雜的多位dac。此外由于mos管的工作狀態相對固定，偏置電流不發生變化，就不會有mos管的線性度限制問題，因此該vga能夠十分精確的控制正交信號的幅度，從而降低移相誤差；

（4）所述輸出buffer，用于驅動下級電路以及測試電阻，如附圖5所示。該buffer包含一個帶可變負載的共源級放大器，以及一個由源級跟隨器和共源級放大器構成的驅動器。帶可變負載的共源級放大器的負載由一對工作于線性區的pmos管實現，通過控制電壓調整其阻值得大小即相當于調節電感的q值，從而可以實現對帶內平坦度的調節。此外，其增益還可以對驅動器引入的損耗提供一定的補償。由源級跟隨器和共源級放大器構成的驅動器主要是用來驅動下級電路或者50歐姆的測試電阻的，但由于其傳輸函數與全差分放大電路十分相似，該驅動器還可以抑制共模信號、放大差模信號，從而對差分信號起到一定的矯正作用。

本發明移相器沒有采用傳統的調整正交信號幅度的方法，即通過改變偏置電流來控制信號幅度，而采用通過開關控制一系列子增益單元來合成所需要的幅度的方法，解決了傳統移相器中由于mos管的線性度有限導致移相準確度下降的問題，同時也省去了復雜的高位dac的設計（當移相器的精度較高時需要高位dac來產生變化范圍非常大的偏置電流）。此外，該移相器的象限選擇開關同時還具有一定的放大作用，并可對噪聲系數進行一定的抑制。該移相器的輸出buffer中的共源放大器的負載可調，從而可以對信號的帶內平坦度起到調節作用。

附圖說明

圖1為本發明的移相器結構示意圖。

圖2為本發明中的正交信號產生器三級ppf。

圖3為本發明中的象限選擇開關。

圖4為本發明中控制正交信號幅度的vga。

圖5為本發明中的輸出buffer。

圖6為移相器的rms相位誤差曲線。

圖7為移相器的rms增益誤差曲線。

具體實施方式

如附圖1所示，為本發明的寬帶高精度移相器的具體結構。進入移相器的全差分信號首先被正交信號產生器三級ppf轉換成正交差分四路信號，它們的幅值相等，而相位依次相差90度。

然后這四路正交差分信號被送入到象限選擇開關中（附圖3），圖中m1~m2為共源放大管，它們的漏極連接到開關管m3~m6的源極，m3~m6的漏極被連接到負載r1~r2和l1上。信號首先經過共源放大管被放大，之后即可以通過開關管m3~m6來確定信號的極性，從而確定最后合成的信號是位于哪個象限。因為送入vga的信號只能被調整幅度，因此通過vga只能控制一個象限內的相位變化，而若想實現在360度范圍內的移相就需要象限選擇開關將其擴展到其它象限。例如將sni和spq（與附圖3相同的q路控制開關）設置為高電平，spi和snq設置為低電平，則最終合成的信號便位于第二象限。

接下來信號便被送入vga（附圖4），在一個象限內調整其幅度。本發明的vga是通過開關管在i路和q路分別選擇合適的增益單元組合使其工作（具體的組合情況需依據要合成的相位來確定），然后在輸出節點以電流形式將i路增益單元產生的電流與q路增益單元產生的電流相加，即可合成所需相位的信號。下面就以第一象限為例，具體闡述如何設計子增益單元來實現在一個象限內的移相。本發明的移相器為6bit，共有個狀態，分配到每個象限即需要實現16個狀態。但依據公式，只需要實現0至45度范圍內的8個狀態，然后將i路控制開關狀態與q路控制開關狀態互換即可以實現45至90度范圍內的另外8個狀態。要實現0度至45度之內的移相，由公式：

即推算出所需要的值和值。其中為移相的角度，和分別是i路和q路總增益的大小，con代表一個常數。接下來就可以確定為實現這些值，所需要的子增益單元的數量以及它們之間的比值。經過計算，每個信號通道需要六個子增益單元（附圖4），它們之間的比例為2:3:4:6:8:8（對應管子的尺寸比例），通過開關控制這六個子增益單元就可以實現所需要的值和值（前提是負載大小不能發生變化，因此選擇無源器件作為負載），從而實現在一個象限內的移相。

最后信號便被送入了輸出buffer（附圖5），該buffer包括一個帶可變負載的共源級放大器，以及一個由源級跟隨器和共源級放大器構成的驅動器。共源放大器包括放大管m7~m8，它們的漏極連接到可變有源負載管m9~m10的漏極，m9~m10的源極連接到差分電感l2上來提高高頻增益。驅動器包括共源放大管m11~m12，它們的漏極接到共柵管m13~m14的源極，并通過隔直電容輸出。信號首先經過共源級放大器，通過調整控制電壓vtrl即可以調整工作于線性區的pmos管的等效電阻（也即相當于調整電感的q值），從而使得在工藝產生偏差時，信號在通帶內仍能保持平坦。之后信號就被送入輸出驅動器，該驅動器的驅動能力足夠強可以驅動測試的50歐姆負載，此外還可以對差分信號進行矯正。

最終經過仿真與計算可以得到移相器的rms相位誤差如附圖6所示，從圖中可以看出在整個頻帶內移相器的rms相位誤差都小于1.86度。移相器的rms增益誤差如附圖7所示，從圖中可以看出在整個頻帶內移相器的rms增益誤差都小于0.21db。不論是rms相位誤差還是rms增益誤差都是相當的小，體現出本發明的優勢。