RC振蕩電路的制作方法

本發明涉及集成電路技術領域，特別涉及一種RC振蕩電路。

背景技術：

振蕩器普遍存在于SOC芯片中，給數字邏輯電路提供時鐘信號。在不同的應用中，其要求的結構和性能參數差別很大。振蕩器一般分為RC振蕩器(也稱張弛振蕩器)、LC振蕩器、石英晶體振蕩器等。RC振蕩器是應用最為普遍的一種振蕩電路，它的結構簡單、成本較低、功耗也較小。

傳統張弛振蕩器的一般結構如圖1所示，主要由充電電流產生電路10、放電電流產生電路11、參考電壓產生電路12、偏置電流產生電路13、可控開關SW1和可控開關SW2、高位比較器Comp1和低位比較器Comp2以及邏輯控制電路14等電路組成。參考電壓產生電路12提供高閾值參考電壓VH和低閾值參考電壓VL，偏置電流產生電路13提供偏置電流給高位比較器Comp1和低位比較器Comp2，充電電流產生電路10和放電電流產生電路11提供充電電流I1和放電電流I2。

其工作原理為：剛上電時，電容C電壓為低電平，該電容C電壓輸入到高位比較器Comp1和低位比較器Comp2產生一個邏輯信號，進而可控開關SW1導通，可控開關SW2關斷，即充電電流I1對電容C進行充電，這時電容C上的電壓會不斷上升，直至上升到高位比較器Comp1所設定的高閾值參考電壓VH；這時輸出邏輯信號發生跳變，進而關斷可控開關SW1，導通可控開關SW2，即放電電流I2對電容C進行放電，這時電容C電壓會不斷降低，直至降低到低位比較器Comp2所設定的低閾值參考電壓VL，使得輸出邏輯信號再次跳變，此時又進入充電狀態，這樣不斷反復就可以在振蕩器上輸出連續不斷的振蕩波形。設充電時間為t，且I1＝I2＝I_C，則有：

由上述公式可知，振蕩器的輸出時鐘頻率與高閾值參考電壓VH和低閾值參考電壓VL的差值(VH-VL)、電容C、電容電流I_C相關，因此傳統張弛振蕩器輸出時鐘頻率受電源溫度及工藝變化影響較大。另外，還需要額外的電路來產生高閾值參考電壓VH、低閾值參考電壓VL和充電電流I1、放電電流I2，從而無法實現超低功耗(nA級別)性能。

技術實現要素：

本發明的目的在于提供一種RC振蕩電路，以實現超低功耗性能。

基于上述目的，本發明提供一種RC振蕩電路，所述RC振蕩電路包括：電壓電流產生模塊、充放電模塊、比較模塊及邏輯控制模塊，其中，

所述電壓電流產生模塊產生參考電壓及偏置電流，所述參考電壓提供給所述比較模塊，所述偏置電流提供給所述充放電模塊；

所述充放電模塊產生比較電壓，所述比較電壓提供給所述比較模塊；

所述比較模塊根據所述參考電壓和所述比較電壓產生比較信號，所述比較信號提供給所述邏輯控制模塊；

所述邏輯控制模塊根據所述比較信號產生邏輯信號，所述邏輯信號提供給所述電壓電流產生模塊和所述充放電模塊。

可選的，在所述的RC振蕩電路中，所述電壓電流產生模塊包括電壓電流產生電路，所述電壓電流產生電路產生第一閾值參考電壓和第二閾值參考電壓，所述第一閾值參考電壓比所述第二閾值參考電壓高，所述第一閾值參考電壓及所述第二閾值參考電壓分別提供給所述比較模塊。

可選的，在所述的RC振蕩電路中，所述電壓電流產生模塊包括還包括第一選擇電路，所述第一選擇電路選擇將所述第一閾值參考電壓或所述第二閾值參考電壓提供給所述比較模塊。

可選的，在所述的RC振蕩電路中，所述第一選擇電路包括第一可控開關及第二可控開關，所述第一可控開關及所述第二可控開關均與所述電壓電流產生電路及所述比較模塊連接，所述第一閾值參考電壓通過所述第一可控開關提供給所述比較模塊，所述第二閾值參考電壓通過所述第二可控開關提供給所述比較模塊。

可選的，在所述的RC振蕩電路中，所述邏輯信號包括第一開關信號和第二開關信號，所述第一開關信號和所述第二開關信號相反，所述第一開關信號控制所述第一可控開關的接通與斷開，所述第二開關信號控制所述第二可控開關的接通與斷開。

可選的，在所述的RC振蕩電路中，所述充放電模塊包括充放電電流產生電路、第一電容及第二選擇電路，所述第二選擇電路控制所述充放電電流產生電路產生充電電流或者放電電流，所述充電電流或者放電電流提供給所述第一電容，以產生比較電壓。

可選的，在所述的RC振蕩電路中，所述第二選擇電路包括第三可控開關及第四可控開關，所述充放電電流產生電路通過所述第三可控開關連接第一電平，所述充放電電流產生電路通過所述第四可控開關連接第二電平，所述第一電平比所述第二電平高。

可選的，在所述的RC振蕩電路中，所述第一開關信號還控制所述第三可控開關的接通與斷開，所述第二開關信號還控制所述第四可控開關的接通與斷開。

可選的，在所述的RC振蕩電路中，所述第一電容的正極與所述比較模塊連接，所述第一電容的負極與所述第二電平連接。

可選的，在所述的RC振蕩電路中，所述比較模塊為比較器電路，所述參考電壓提供給所述比較器電路的正相輸入端，所述比較電壓提供給所述比較器電路的反相輸入端。

可選的，在所述的RC振蕩電路中，所述比較器電路包括正相輸入單元、反相輸入單元、比較單元及輸出單元；其中，所述正相輸入單元接收參考電壓，并將接收的參考電壓提供給所述比較單元；所述反相輸入單元接收比較電壓，并將接收的比較電壓提供給所述比較單元；所述比較單元比較所述參考電壓和所述比較電壓，產生比較信號，并將所述比較信號提供給所述輸出單元；所述輸出單元輸出所述比較信號；

其中，所述正相輸入單元包括第一場效應管；所述反相輸入單元包括第二場效應管；所述比較單元包括第三場效應管、第四場效應管、第五場效應管、第六場效應管及第七場效應管；所述輸出單元包括第八場效應管及第九場效應管；

其中，所述第一場效應管的源極與所述第二場效應管的源極及所述第七場效應管的漏極連接；所述第一場效應管的漏極與所述第五場效應管的柵極、所述第五場效應管的漏極及所述第八場效應管的柵極連接；

所述第二場效應管的漏極與所述第三場效應管的柵極及所述第四場效應管的漏極連接；

所述第三場效應管的漏極與所述第六場效應管的漏極及所述第九場效應管的柵極連接；

所述第四場效應管的柵極與所述第五場效應管的柵極連接；

所述第六場效應管的柵極與所述第七場效應管的柵極連接；

所述第八場效應管的漏極與所述第九場效應管的漏極連接；

所述第三場效應管的源極、所述第四場效應管的源極、所述第五場效應管的源極及所述第八場效應管的源極均與所述第一電平連接；所述第六場效應管的源極、所述第七場效應管的源極及所述第九場效應管的源極均與所述第二電平連接。

可選的，在所述的RC振蕩電路中，所述第一場效應、所述第二場效應管、所述第六場效應管、所述第七場效應管及所述第九場效應管為N型場效應管；所述第三場效應管、所述第四場效應管、所述第五場效應管及所述第八場效應管為P型場效應管。

可選的，在所述的RC振蕩電路中，所述邏輯控制模塊包括多個相連的反相器。

可選的，在所述的RC振蕩電路中，所述電壓電流產生電路包括依次連接的偏置電路、第一電阻、第十場效應管及第十一場效應管；其中，所述第一電阻與所述第十場效應管的漏極連接，所述第十場效應管的源極與所述第十一場效應管的漏極連接，所述第十一場效應管的源極與所述第二電平連接。

可選的，在所述的RC振蕩電路中，所述第十場效應管和所述第十一場效應管為N型場效應管。

可選的，在所述的RC振蕩電路中，所述偏置電路包括第二電阻。

可選的，在所述的RC振蕩電路中，所述偏置電路包括啟動電路、運放電路、壓差產生電路、壓流轉換電路、鏡像電流電路及電流引出電路；其中，

所述啟動電路的輸出提供給所述運放電路；

所述運放電路的正相輸入端與所述壓差產生電路連接，所述運放電路的反相輸入端與所述壓流轉換電路連接，所述運放電路的輸出端與所述鏡像電流電路連接；

所述壓差產生電路還與所述壓流轉換電路連接；

所述電流引出電路與所述鏡像電流電路連接。

可選的，在所述的RC振蕩電路中，所述啟動電路包括第十二場效應管、第十三場效應管及第二電容，其中，所述第十二場效應管的柵極與所述第十三場效應管的漏極及所述第二電容的正極連接；所述第十二場效應管的源極及所述第十三場效應管的源極均與第一電平連接，所述第二電容的負極與第二電平連接；所述第十二場效應管的漏極和所述第十三場效應管的柵極作為輸出端；

所述運放電路包括第十四場效應管及第十五場效應管，其中，所述第十四場效應管的柵極與所述第十四場效應管的漏極及所述第十五場效應管的柵極連接，其中，所述第十四場效應管的源極作為所述運放電路的正相輸入端；所述第十五場效應管的源極作為所述運放電路的反相輸入端；所述第十四場效應管的漏極和所述第十五場效應管的漏極作為所述運放電路的輸出端；

所述壓差產生電路包括第一三極管及第二三極管，所述第一三極管的基極、所述第一三極管的集電極、所述第二三極管的基極及所述第二三極管的集電極均勻所述第二電平連接，所述第一三極管的發射極和所述第二三極管的發射極作為所述壓差產生電路的輸出端；

所述壓流轉換電路包括第三電阻，所述第三電阻的兩端分別與所述第二三極管的發射極及所述第十五場效應管的源極連接；

所述鏡像電流電路包括第十六場效應管及第十七場效應管，所述第十六場效應管的柵極與所述第十七場效應管的柵極連接，所述第十六場效應管的源極及所述第十七場效應管的源極均與所述第一電平連接，所述第十六場效應管的漏極及所述第十七場效應管的漏極作為所述鏡像電流電路的輸入端；

所述電流引出電路包括第十八場效應管，所述第十八場效應管的源極與所述第一電平連接，所述第十八場效應管的漏極作為所述偏置電路的輸出端。

可選的，在所述的RC振蕩電路中，所述第十二場效應管、所述第十三場效應管、所述第十六場效應管、所述第十七場效應管和所述第十八場效應管為P型場效應管；所述第十四場效應管和所述第十五場效應管為N型場效應管。

可選的，在所述的RC振蕩電路中，所述充放電電流產生電路包括充電電流產生電路及放電電流產生電路；所述充電電流產生電路產生充電電流，并將所述充電電流提供給所述第一電容；所述放電電流產生電路產生放電電流，并將所述放電電流提供給所述第一電容。

可選的，在所述的RC振蕩電路中，所述充電電流產生電路包括第十九場效應管及第二十場效應管，所述放電電流產生電路包括第二十一場效應管及第二十二場效應管；其中，所述第十九場效應管的柵極與所述第二十場效應管的柵極連接，所述第十九場效應管的漏極與所述第二十一場效應管的漏接連接，所述第十九場效應管的源極通過所述第三可控開關與所述第一電平連接；所述第二十場效應管的漏極與所述第二十場效應管的柵極及所述第二十二場效應管的漏極連接，所述第二十場效應管的源極與所述第一電平連接；所述第二十一場效應管的柵極與所述第二十二場效應管的柵極連接，所述第二十一場效應管的源極通過所述第四可控開關與所述第二電平連接；所述第二十二場效應管的源極與所述第二電平連接；其中，所述第二十一場效應管的柵極和所述第二十二場效應管的柵極的連接點作為所述充放電電流產生電路的輸入端；所述第十九場效應管的漏極與所述第二十一場效應管的漏極的連接點作為所述充放電電流產生電路的輸出端。

可選的，在所述的RC振蕩電路中，所述第十九場效應管和所述第二十場效應管為P型場效應管，所述第二十一場效應管和所述第二十二場效應管為N型場效應管。

可選的，在所述的RC振蕩電路中，所述第三可控開關為一P型場效應管，所述第四可控開關為一N型場效應管。

在本發明提供的RC振蕩電路中，僅需要一個比較模塊，簡化了線路；同時，參考電壓和比較電壓均與一個偏置電流相關,從而相互抵消得到與電源和偏置電流都不相關的輸出時鐘頻率，這樣通過減小偏置電流到納安級別就能達到整體電路的超低功耗，同時又能保證輸出時鐘頻率的高精度。

附圖說明

圖1是傳統張弛振蕩器的一般結構示意圖；

圖2是本發明實施例一的RC振蕩電路的結構示意圖；

圖3是本發明實施例一的RC振蕩電路的電路示意圖；

圖4是本發明實施例一的比較電壓VC和第一閾值參考電壓VH、第二閾值參考電壓VL的示意圖；

圖5是本發明實施例一的輸出時鐘信號CLKOUT的示意圖；

圖6是本發明實施例二的RC振蕩電路的電路示意圖；

圖7是本發明實施例二的偏置電路的結構示意圖；

圖8是本發明實施例二的偏置電路的電路示意圖。

具體實施方式

以下結合附圖和具體實施例對本發明提出的RC振蕩電路作進一步詳細說明。根據下面說明和權利要求書，本發明的優點和特征將更清楚。需說明的是，附圖均采用非常簡化的形式且均使用非精準的比例，僅用以方便、明晰地輔助說明本發明實施例的目的。特別的，各附圖需要展示的側重點不同，往往都采用了不同的比例。

【實施例一】

請參考圖2，其為本發明實施例一的RC振蕩電路的結構示意圖。如圖2所示，所述RC振蕩電路包括：電壓電流產生模塊20、充放電模塊21、比較模塊22及邏輯控制模塊23，其中，所述電壓電流產生模塊20產生參考電壓及偏置電流Ib，所述參考電壓提供給所述比較模塊22，所述偏置電流Ib提供給所述充放電模塊21；所述充放電模塊21產生比較電壓，所述比較電壓提供給所述比較模塊22；所述比較模塊22根據所述參考電壓和所述比較電壓產生比較信號，所述比較信號提供給所述邏輯控制模塊23；所述邏輯控制模塊23根據所述比較信號產生邏輯信號，所述邏輯信號提供給所述電壓電流產生模塊20和所述充放電模塊21。

請繼續參考圖2，具體的，所述電壓電流產生模塊20包括電壓電流產生電路200，所述電壓電流產生電路200產生第一閾值參考電壓VH和第二閾值參考電壓VL，所述第一閾值參考電壓VH比所述第二閾值參考電壓VL高，所述第一閾值參考電壓VH及所述第二閾值參考電壓VL分別提供給所述比較模塊22(即在本申請實施例中，所述第一閾值參考電壓VH及所述第二閾值參考電壓VL并不同時提供給所述比較模塊22)。

進一步的，所述電壓電流產生模塊20包括還包括第一選擇電路201，所述第一選擇電路201選擇將所述第一閾值參考電壓VH或所述第二閾值參考電壓VL提供給所述比較模塊22。在本申請實施例中，所述第一選擇電路201包括第一可控開關SW1及第二可控開關SW2，所述第一可控開關SW1及所述第二可控開關SW2均與所述電壓電流產生電路200及所述比較模塊22連接，所述第一閾值參考電壓VH通過所述第一可控開關SW1提供給所述比較模塊22，所述第二閾值參考電壓VL通過所述第二可控開關SW2提供給所述比較模塊22。

在本申請實施例中，所述邏輯信號包括第一開關信號Q和第二開關信號XQ，所述第一開關信號Q和所述第二開關信號XQ相反，所述第一開關信號Q控制所述第一可控開關SW1的接通與斷開(也即控制所述第一閾值參考電壓VH提供給所述比較模塊22與否)，所述第二開關信號XQ控制所述第二可控開關SW2的接通與斷開(也即控制所述第二閾值參考電壓VL提供給所述比較模塊22與否)。

進一步的，所述充放電模塊21包括充放電電流產生電路210、第一電容C1及第二選擇電路(圖2中未標示)，所述第二選擇電路控制所述充放電電流產生電路210產生充電電流或者放電電流，所述充電電流或者放電電流提供給所述第一電容C1，以產生比較電壓。具體的，所述第二選擇電路包括第三可控開關SW3及第四可控開關SW4，所述充放電電流產生電路210通過所述第三可控開關SW3連接第一電平(在此為電源電壓)VDD，所述充放電電流產生電路210通過所述第四可控開關SW4連接第二電平(在此為接地電壓)GND，所述第一電平VDD比所述第二電平GND高。所述第一電容C1的正極與所述比較模塊22連接，所述第一電容C1的負極與所述第二電平GND連接。

在此，所述第一開關信號Q還控制所述第三可控開關SW3的接通與斷開(也即控制產生充電電流與否)，所述第二開關信號XQ還控制所述第四可控開關SW4的接通與斷開(也即控制產生放電電流與否)。

在本申請實施例中，所述比較模塊22為比較器電路，所述參考電壓(在此包括第一閾值參考電壓VH和第二閾值參考電壓VL)提供給所述比較器電路22的正相輸入端，所述比較電壓提供給所述比較器電路22的反相輸入端。

在本申請實施例中，所述比較器電路22包括正相輸入單元、反相輸入單元、比較單元及輸出單元；其中，所述正相輸入單元接收參考電壓，并將接收的參考電壓提供給所述比較單元；所述反相輸入單元接收比較電壓，并將接收的比較電壓提供給所述比較單元；所述比較單元比較所述參考電壓和所述比較電壓，產生比較信號，并將所述比較信號提供給所述輸出單元；所述輸出單元輸出所述比較信號。

具體的，請參考圖3，其為本發明實施例一的RC振蕩電路的電路示意圖。如圖2和圖3所示，在本申請實施例中，所述正相輸入單元包括第一場效應管M1；所述反相輸入單元包括第二場效應管M2；所述比較單元包括第三場效應管M3、第四場效應管M4、第五場效應管M5、第六場效應管M6及第七場效應管M7；所述輸出單元包括第八場效應管M8及第九場效應管M9。

其中，所述第一場效應管M1的源極與所述第二場效應管M2的源極及所述第七場效應管M7的漏極連接；所述第一場效應管M1的漏極與所述第五場效應管M5的柵極、所述第五場效應管M5的漏極及所述第八場效應管M8的柵極連接；所述第二場效應管M2的漏極與所述第三場效應管M3的柵極及所述第四場效應管M4的漏極連接；所述第三場效應管M3的漏極與所述第六場效應管M6的漏極及所述第九場效應管M9的柵極連接；所述第四場效應管M4的柵極與所述第五場效應管M5的柵極連接；所述第六場效應管M6的柵極與所述第七場效應管M7的柵極連接；所述第八場效應管M8的漏極與所述第九場效應管M9的漏極連接；所述第三場效應管M3的源極、所述第四場效應管M4的源極、所述第五場效應管M5的源極及所述第八場效應管M8的源極均與所述第一電平VDD連接；所述第六場效應管M6的源極、所述第七場效應管M7的源極及所述第九場效應管M9的源極均與所述第二電平GND連接。

在本申請實施例中，所述第一場效應M1、所述第二場效應管M2、所述第六場效應管M6、所述第七場效應管M7及所述第九場效應管M9為N型場效應管；所述第三場效應管M3、所述第四場效應管M4、所述第五場效應管M5及所述第八場效應管M8為P型場效應管。

請繼續參考圖2和圖3，在本申請實施例中，所述邏輯控制模塊23包括多個相連的反相器，優選的，所述反相器的數量為3個～5個。在此，所述反相器的數量為三個，分別為第一反相器I1、第二反相器I2及第三反相器I3。

進一步的，所述電壓電流產生電路200路包括依次連接的偏置電路(在此，所述偏置電路包括第二電阻R2)、第一電阻R1、第十場效應管M10及第十一場效應管M11；其中，所述第一電阻R1與所述第十場效應管M10的漏極連接，所述第十場效應管M10的源極與所述第十一場效應管M11的漏極連接，所述第十一場效應管M11的源極與所述第二電平GND連接。在此，所述第十場效應管M10和所述第十一場效應管M11為N型場效應管。

在此，在所述第二電阻R2和所述第一電阻R1的連接點處得到第一閾值參考電壓VH，并提供給所述第一可控開關SW1；在所述第一電阻R1和所述第十場效應管M10的連接點處得到第二閾值參考電壓VL，并提供給所述第二可控開關SW2。所述第一可控開關SW1和所述第二可控開關SW2均與所述第一場效應管M1的柵極連接。所述第十場效應管M10及所述第十一場效應管M11的連接點輸出偏置電流。

請繼續參考圖2和圖3，在本申請實施例中，所述充放電電流產生電路包括充電電流產生電路及放電電流產生電路；所述充電電流產生電路產生充電電流，并將所述充電電流提供給所述第一電容C1；所述放電電流產生電路產生放電電流，并將所述放電電流提供給所述第一電容C1。從而在所述第一電容C1的正極產生高低變化的比較電壓。

進一步的，所述充電電流產生電路包括第十九場效應管M19及第二十場效應管M20，所述放電電流產生電路包括第二十一場效應管M21及第二十二場效應管M22；其中，所述第十九場效應管M19的柵極與所述第二十場效應管M20的柵極連接，所述第十九場效應管M19的漏極與所述第二十一場效應管M21的漏接連接，所述第十九場效應管M19的源極通過所述第三可控開關SW3與所述第一電平VDD連接；所述第二十場效應管M20的漏極與所述第二十場效應管M20的柵極及所述第二十二場效應管M22的漏極連接，所述第二十場效應管M20的源極與所述第一電平VDD連接；所述第二十一場效應管M21的柵極與所述第二十二場效應管M22的柵極連接，所述第二十一場效應管M21的源極通過所述第四可控開關SW4與所述第二電平GND連接；所述第二十二場效應管M22的源極與所述第二電平GND連接；其中，所述第二十一場效應管M21的柵極和所述第二十二場效應管M22的柵極的連接點作為所述充放電電流產生電路210的輸入端；所述第十九場效應管M19的漏極與所述第二十一場效應管M21的漏極的連接點作為所述充放電電流產生電路210的輸出端。

在本申請實施例中，所述第十九場效應管M19和所述第二十場效應管M20為P型場效應管，所述第二十一場效應管M21和所述第二十二場效應管M22為N型場效應管。進一步的，所述第三可控開關SW3為一P型場效應管(第二十三場效應管M23)，所述第四可控開關SW4為一N型場效應管(第二十四場效應管M24)，即分別通過一個P型場效應管和一個N型場效應管實現兩個可控開關的功能。

在本申請實施例中，所述第二十一場效應管M21的柵極和所述第二十二場效應管M22的柵極的連接點接收偏置電流Ib；所述第十九場效應管M19的漏極與所述第二十一場效應管M21的漏極的連接點與所述第一電容C1連接。

相應的，本實施例還提供一種所述RC振蕩電路的工作方法，具體包括：電壓電流產生模塊20產生參考電壓及偏置電流，所述參考電壓提供給比較模塊22，所述偏置電流提供給充放電模塊21；所述充放電模塊21產生比較電壓，所述比較電壓提供給所述比較模塊22；所述比較模塊22產生比較信號，所述比較信號提供給邏輯控制模塊23；所述邏輯控制模塊23根據所述比較信號產生邏輯信號，所述邏輯信號提供給所述電壓電流產生模塊20和所述充放電模塊21。

所述RC振蕩電路的具體工作過程如下：電源上電初期(也即所述RC振蕩電路開始工作時)，第一電容C1的正極電壓VC(通常)為0電平，并且與比較器電路22的反相輸入端相連，此時比較器電路22的正相輸入端不管是接入第一閾值參考電壓VH或是第二閾值參考電壓VL都會高于VC電壓，從而比較器電路22輸出高電平(即所述比較信號為高電平)，經過邏輯控制模塊23產生高電平的第一開關信號Q和低電平的第二開關信號XQ(即所述邏輯信號包括高電平的第一開關信號Q和低電平的第二開關信號XQ)。高電平的第一開關信號Q和低電平的第二開關信號XQ控制第一可控開關SW1閉合，第二可控開關SW2斷開，第一閾值參考電壓VH傳給比較器電路22的正相輸入端。同時，低電平的第二開關信號XQ控制第三可控開關SW3閉合，第四可控開關SW4斷開，第十九場效應管M19輸出充電電流開始對第一電容C1進行充電。

第一電容C1的正極電壓VC漸漸升高(即所述比較電壓開始升高)，當充電到高于第一閾值參考電壓VH時(即所述比較電壓高于第一閾值參考電壓VH時)，比較器電路22輸出電平翻轉，輸出低電平(即所述比較信號變為低電平)，經過邏輯控制模塊23產生低電平的第一開關信號Q和高電平的第二開關信號XQ(即所述邏輯信號變為低電平的第一開關信號Q和高電平的第二開關信號XQ)。低電平的第一開關信號Q和高電平的第二開關信號XQ控制第一可控開關SW1斷開，第二可控開關SW2閉合，第二閾值參考電壓VL傳給比較器電路22的正相輸入端。同時高電平的第二開關信號XQ控制第三可控開關SW3斷開，第四可控開關SW4閉合，第二十一場效應管M21輸出放電電流開始對第一電容C1進行放電。

第一電容C1的正極電壓VC慢慢變低(即所述比較電壓開始降低)，當放電到低于第二閾值參考電壓VL時(即所述比較電壓低于第二閾值參考電壓VL時)，比較器電路22輸出電平再次翻轉，輸出高電平(即所述比較信號變為高電平)，經過邏輯控制模塊23產生高電平的第一開關信號Q和低電平的第二開關信號XQ(即所述邏輯信號變為高電平的第一開關信號和低電平的第二開關信號)。高電平的第一開關信號Q和低電平的第二開關信號XQ控制第一可控開關SW1閉合，第二可控開關SW2斷開，第一閾值參考電壓VH傳給比較器電路22的正相輸入端。低電平的第二開關信號XQ控制第三可控開關SW3閉合，第四可控開關SW4斷開，第十九場效應管M19輸出充電電流又開始對第一電容C1進行充電。

周而復始，第一電容C1正極的比較電壓VC不斷的發生高低變化，具體如圖4所示；比較器電路22輸出電平周期性翻轉，經過邏輯控制模塊23整形后就產生具有一定驅動能力的輸出時鐘信號CLKOUT，具體如圖5所示。輸出時鐘信號CLKOUT的頻率可以計算如下：

V_H-V_L＝I_R1·R₁

I_C放電＝I_C充電

I_M11＝I_R1

由結果可知，因為第十一場效應管M11和第二十一場效應管M21的寬長比是給定的，所以輸出時鐘信號CLKOUT的頻率只跟第一電容C1和第一電阻R1相關，因此通過選擇合適的第一電容C1和第一電阻R1，就能較好的得到受電源電壓、溫度和工藝影響較小的輸出時鐘信號CLKOUT。另外，輸出時鐘信號CLKOUT的頻率跟偏置電流Ib(也即I_R1)無關，因此，第一電容C1和第一電阻R1電阻不變，增大第二電阻R2，就可以使得偏置電流Ib(也即I_R1)一直減小到nA級別，從而使得總消耗電流達到nA級別，并且此時輸出時鐘信號CLKOUT的頻率仍舊不變。

上面過程中，在充電和放電不同階段，通過第一可控開關SW1和第二可控開關SW2的交替導通，比較器電路22的正相輸入端在充電時等于第一閾值參考電壓VH，在放電時等于第二閾值參考電壓VL，從而達到一個比較器電路22復用做兩個比較器的效果。

【實施例二】

本實施例二與實施例一的差別在于，所述偏置電路包括啟動電路、運放電路、壓差產生電路、壓流轉換電路、鏡像電流電路及電流引出電路。具體的，請參考圖6和圖7，其中，圖6本發明實施例二的RC振蕩電路的電路示意圖；圖7為本發明實施例二的偏置電路的結構示意圖。如圖6和圖7所示，所述偏置電路24包括：啟動電路240、運放電路241、壓差產生電路242、壓流轉換電路243、鏡像電流電路244及電流引出電路245；其中，所述啟動電路240的輸出提供給所述運放電路241；所述運放電路241的正相輸入端與所述壓差產生電路242連接，所述運放電路241的反相輸入端與所述壓流轉換電路243連接，所述運放電路241的輸出端與所述鏡像電流電路244連接；所述壓差產生電路242還與所述壓流轉換電路243連接；所述電流引出電路245與所述鏡像電流電路244連接。

在此，考慮到實施例一中的RC振蕩電路雖然最大程度的減少了電流支路，而且理論上可以達到超低功耗(nA級別)性能的要求。但是，計算偏置電流如下：

對于3.3V的系統來說，V_GS(M10)≈0.7V，V_GS(M11)≈0.7V，要達到100nA大小的偏置電流I_R1，則需要大約20M歐姆大小的電阻，而這個電阻的精度直接影響到輸出時鐘信號CLKOUT的頻率精度，因此電阻的寬度又不能取得太小，要實現20M歐姆電阻，就要浪費很大面積的版圖，也就是芯片的制造成本。

基此，形成了本實施例二的技術方案。

進一步的，可參考圖8，其為本發明實施例二的偏置電路的電路示意圖。如圖7和圖8所示，所述啟動電路240包括第十二場效應管M12、第十三場效應管M13及第二電容C2，其中，所述第十二場效應管M12的柵極與所述第十三場效應管M13的漏極及所述第二電容C2的正極連接；所述第十二場效應管M12的源極及所述第十三場效應管M13的源極均與第一電平VDD連接，所述第二電容C2的負極與第二電平GND連接；所述第十二場效應管M12的漏極和所述第十三場效應管M13的柵極作為輸出端。其中，所述第十二場效應管M12和所述第十三場效應管M13為P型場效應管。

所述運放電路241包括第十四場效應管M14及第十五場效應管M15，其中，所述第十四場效應管M14的柵極與所述第十四場效應管M14的漏極及所述第十五場效應管M15的柵極連接，其中，所述第十四場效應管M14的源極作為所述運放電路的正相輸入端；所述第十五場效應管M15的源極作為所述運放電路的反相輸入端；所述第十四場效應管M14的漏極和所述第十五場效應管M15的漏極作為所述運放電路的輸出端。所述第十四場效應管M14和所述第十五場效應管M15為N型場效應管。

所述壓差產生電路242包括第一三極管Q1及第二三極管Q2，所述第一三極管Q1的基極、所述第一三極管Q1的集電極、所述第二三極管Q2的基極及所述第二三極管Q2的集電極均勻所述第二電平GND連接，所述第一三極管Q1的發射極和所述第二三極管Q2的發射極作為所述壓差產生電路242的輸出端。

所述壓流轉換電路243包括第三電阻R3，所述第三電阻R3的兩端分別與所述第二三極管Q2的發射極及所述第十五場效應管M15的源極連接。

所述鏡像電流電路244包括第十六場效應管M16及第十七場效應管M17，所述第十六場效應管M16的柵極與所述第十七場效應管M17的柵極連接，所述第十六場效應管M16的源極及所述第十七場效應管M17的源極均與所述第一電平VDD連接，所述第十六場效應管M16的漏極及所述第十七場效應管M17的漏極作為所述鏡像電流電路244的輸入端。所述第十六場效應管M16和所述第十七場效應管M17為P型場效應管。

所述電流引出電路245包括第十八場效應管M18，所述第十八場效應管M18的源極與所述第一電平VDD連接，所述第十八場效應管M18的漏極作為所述偏置電路24的輸出端。所述第十八場效應管M18為P型場效應管。

在本申請實施例中，啟動電路240上電初期提供初始電流，幫助電路遠離零偏置點，啟動完成后被關斷不消耗電流；鏡像電流電路244中第十六場效應管M16及第十七場效應管M17寬長比相等，保證兩個支路電流相等；運放電路241中第十四場效應管M14及第十五場效應管M15寬長比相等，通過反饋原理保證VA和VB點電位相等；壓差產生電路242通過個數不同得到不同的VBE而產生壓差；壓流轉換電路243由將壓差產生電路242產生的電壓差轉換為電流，從而流過第二三極管Q2支路電流可以計算如下：

V_T≈27mV

由上式可知，要得到30nA的電流，第三電阻R3值約為1M歐姆。在本實施例中，所述第一電阻R1的阻值大概在2兆歐姆～3兆歐姆，所述第三電阻R3的阻值大概在0.5兆歐姆～2兆歐姆。除了第三電阻R3，本發明實現的超低功耗電流偏置電路中剩余的場效應管和電容所占用的面積還不到500K歐姆電阻所占用的面積，所以雖然增加了一部分電路，只要減小了大電阻的阻值，仍舊可以大大減小版圖的面積。

本發明中提出的采用超低功耗電流偏置電路替代大電阻(第二電阻R2)的偏置電路這種方法，不只局限于本實施例二所提出的這種具體實現方式，若采用其它方式實現的超低功耗電流偏置電路，替代大電阻(第二電阻R2)的偏置電路，也屬于本專利保護的范圍。

綜上可見，本發明一方面通過一個比較器電路和兩個可控開關切換來實現兩個比較器的功能，簡化了線路，另一方面通過巧妙簡單的電路實現了參考電壓的產生和充放電電流的產生，并且都與一個偏置電流相關,從而相互抵消得到與電源和偏置電流都不相關的輸出時鐘頻率，這樣通過減小偏置電流到納安級別就能達到整體線路的超低功耗，同時又能保證輸出時鐘頻率的高精度。另外，本發明進一步用一個超低功耗電流偏置電路取代一個十幾M的大電阻的偏置電路，大大減小了芯片的版圖面積。

例如設計取第一閾值參考電壓VH第二閾值參考電壓VL的值為100mV,則第一電阻R1值為2.5M歐姆，加上第三電阻R3的1M歐姆電阻。較之前20M電阻相比，面積減少了將近80％。

若我們要設計得到比較常用的32K輸出時鐘頻率，只需再取第一電容C1＝1.56PF，就可以實現工作電流200nA，時鐘精度誤差小于5％，版圖面積小于0.05mm²的RC振蕩電路。當然，此發明線路結構不局限于產生這個32K輸出時鐘頻率，設計取不同的第一電阻R1和第一電容C1值，就可以得到不同的輸出時鐘頻率，具有很廣的應用范圍。

上述描述僅是對本發明較佳實施例的描述，并非對本發明范圍的任何限定，本發明領域的普通技術人員根據上述揭示內容做的任何變更、修飾，均屬于權利要求書的保護范圍。