移相器、阻抗匹配電路、合分波器以及通信終端裝置的制作方法

本發明涉及被設置于高頻電路的移相器，尤其涉及進行與頻帶相應的移相的移相器。此外，本發明涉及阻抗匹配電路，尤其涉及具備移相器的阻抗匹配電路。此外，本發明涉及合分波器，尤其涉及具備移相器的合分波器。此外，本發明涉及具備上述移相器、阻抗匹配電路或合分波器的通信終端裝置。

背景技術：

一般地，在高頻電路中，為了阻抗匹配有時會使用移相器。以往，移相器具有高通濾波器型和低通濾波器型，且規定電路常數以使得在期望的頻率下獲得期望的移相量。例如，在專利文獻1中，示出了一種具備高通濾波器型電路和低通濾波器型電路的移相器。

在先技術文獻

專利文獻

專利文獻1：日本特開2013-98744號公報

技術實現要素：

發明要解決的課題

例如，在以便攜式電話終端為代表的通信終端裝置等中，大多情況下需要在多個頻帶內實現阻抗匹配。例如，如圖34所示，如果考慮在阻抗匹配電路72與第2高頻電路74之間設置移相器73，并通過該移相器73和阻抗匹配電路72而使第1高頻電路71和第2高頻電路74進行阻抗匹配，則為使在多個頻帶內進行阻抗匹配，移相器被要求與頻帶相應的移相特性。

例如，在對低頻帶和高頻帶這兩者進行阻抗匹配時，有時需要幾乎不使一方的頻帶的相位進行移相，而使另一方的頻帶的相位大幅地進行移相。例如，存在如下兩個移相操作。

(1)不使低頻帶信號進行移相，而使高頻帶信號進行移相。

例如，低頻帶信號的通過相位為0°(或者180°)附近，高頻帶信號的通過相位為90°附近。

(2)不使高頻帶信號進行移相，而使低頻帶信號進行移相。

例如，低頻帶信號的通過相位為90°附近，高頻帶信號的通過相位為0°或180°附近。

另外，在圖34中，在從阻抗匹配電路72觀察時，由于來自第2高頻電路74的反射波在移相器73中往返，因此移相器73中的反射信號的移相量為兩倍。即，為了將反射相位設為180°而需要90°的移相量，為了將反射相位設為0°而需要0°或180°的移相量。

但是，能夠進行上述(1)、(2)所示的每個頻帶的移相操作的移相器如下所示，以往并沒有記載。

例如，圖31為圖30(A)所示的高通濾波器型的移相器的相位頻率特性的一例。雖然在該示例中，低頻帶(700MHz頻帶)中的移相量能夠設為90°，但是高頻帶(2GHz頻帶)中的移相量為30°，而不是0°。此外，圖32為圖30(B)所示的低通濾波器型的移相器的相位頻率特性的一例。雖然在該示例中，低頻帶(700MHz頻帶)中的移相量能夠設為-90°，但是高頻帶(2GHz頻帶)中的移相量約為100°，而不是180°。此外，在低頻帶、高頻帶中的任意一個頻帶中，頻帶內的移相量的變化均較大。

此外，圖33為圖30(A)所示的高通濾波器型的移相器的相位與插入損耗的特性例。由于在截止頻率附近處移相量為180°，因此如果要增大移相量，則插入損耗會變大。此外，在圖30(B)所示的低通濾波器型的移相器中，如果要在低頻帶中獲得180°附近的移相量，則截止頻率會變低，且高頻帶中的插入損耗會變得非常大。

如上所述，在以往的濾波器型的移相器中，是不可能進行上述(1)、(2)所示的每個頻帶的移相操作的。

另一方面，在共用端口與多個獨立端口之間分別設置有頻率特性不同的濾波器的雙工器、多路復用器中，通常情況下，各濾波器無法獲得各自獨立的特性。

例如，圖36為由高通濾波器HPF和低通濾波器LPF構成的雙工器的電路圖。在該示例中，高通濾波器HPF和低通濾波器LPF的共用端口連接有天線ANT。高通濾波器HPF的獨立端口連接有高頻帶的電路，低通濾波器LPF的獨立端口連接有低頻帶的電路。高通濾波器HPF由相對于地線而并聯的電感器L11、L12和串聯的電容器C11構成，低通濾波器LPF由串聯的電感器L21、L22和并聯的電容器C21構成。

但是，在如圖36所示的電路中，若在低頻帶的頻帶內高通濾波器HPF的電感器L11的阻抗變得非常小，則電感器L11實質上成為了短路元件，從而低通濾波器LPF連接有短路元件(L11)，由此在低頻帶的頻帶中低頻帶電路和高頻帶電路的隔離性發生劣化。

在某個使用頻帶中，在成為共用端口連接有于其他頻帶內實質上變為短路的濾波器的構成的情況下的上述問題，并不限于由高通濾波器和低通濾波器的組合構成的雙工器，對于由多個帶通濾波器的組合構成的多路復用器等也同樣會產生該問題。

本發明的目的在于，提供一種適于阻抗匹配的移相器、具備該移相器的阻抗匹配電路、抑制了多個濾波器間的干擾的合分波器、以及具有該移相器或合分波器的通信終端裝置。

用于解決課題的手段

(1)本發明的移相器，其特征在于，具備：

變壓器，被連接在第1端口與第2端口之間，并具有第1線圈以及與所述第1線圈進行磁場耦合的第2線圈，且包括寄生電感成分；和

阻抗調整用電路，具有對由所述變壓器的寄生電感成分所引起的阻抗的偏離進行抑制的電抗元件，

確定所述變壓器的所述第1線圈與所述第2線圈的耦合系數以及所述阻抗調整用電路的電抗元件的值，使得移相量根據頻帶而不同。

根據上述構成，通過例如與阻抗匹配電路組合，從而能夠容易地進行與頻帶相應的阻抗匹配。

(2)本發明的移相器，其特征在于，具備：

變壓器，被連接在第1端口與第2端口之間，并具有第1線圈以及與所述第1線圈進行磁場耦合的第2線圈，且包括寄生電感成分；和

阻抗調整用電路，具有對由所述變壓器的寄生電感成分所引起的阻抗的偏離進行抑制的電抗元件，

確定所述變壓器的所述第1線圈與所述第2線圈的耦合系數以及所述阻抗調整用電路的電抗元件的值，使得低頻帶中的移相量大于高頻帶中的移相量，并且低頻帶中的移相量成為比90°更接近180°的移相量，高頻帶中的移相量成為比180°更接近90°的移相量。

根據上述構成，通過減小低頻帶以及高頻帶中的阻抗之差，從而能夠容易地進行與頻帶相應的阻抗匹配。

(3)本發明的移相器，其特征在于，具備：

變壓器，被連接在第1端口與第2端口之間，并具有第1線圈以及與所述第1線圈進行磁場耦合的第2線圈，且包括寄生電感成分；和

阻抗調整用電路，具有對由所述變壓器的寄生電感成分所引起的阻抗的偏離進行抑制的電抗元件，

確定所述變壓器的第1線圈與第2線圈的耦合系數以及所述阻抗調整用電路的電抗元件的值，使得低頻帶中的移相量大于高頻帶中的移相量，并且低頻帶中的移相量成為比0°更接近90°的移相量，高頻帶中的移相量成為比90°更接近0°的移相量。

根據上述構成，通過與由變壓器構成的阻抗匹配電路組合，從而能夠容易地進行與頻帶相應的阻抗匹配。

(4)在上述(1)至(3)中的任一者中，優選為，所述阻抗調整用電路包括：

第1電容元件，被連接在所述變壓器的第1端口與地線之間；

第2電容元件，被連接在所述變壓器的第2端口與地線之間；和

第3電容元件，被連接在所述變壓器的第1端口與第2端口之間。

根據上述構成，雖然因所述變壓器所具有的并聯寄生電感成分以及串聯寄生電感成分的存在而使變壓器的阻抗偏離了規定值(例如50Ω)，但是通過具備所述電抗元件(電容元件)，從而能夠對阻抗進行調整。

(5)在上述(1)至(3)中的任一者中，優選為，所述阻抗調整用電路包括：

第1電容元件，被連接在所述變壓器的第1端口與地線之間；

第2電容元件，被連接在所述變壓器的第2端口與地線之間；和

第3電容元件以及電感元件的串聯電路，被連接在所述變壓器的第1端口與第2端口之間。

根據上述構成，第3電容元件以及電感元件的串聯電路能夠使移相量具有給定的頻率特性，從而可在寬頻帶內獲得與頻率相應的給定的移相量。此外，雖然因變壓器所具有的并聯寄生電感成分以及串聯寄生電感成分的存在而使變壓器的阻抗偏離了規定值(例如50Ω)，但是通過具備所述第1電容元件、第2電容元件、第3電容元件以及所述電感元件，從而能夠對阻抗進行調整。

(6)在上述(4)或(5)中，優選為，所述第3電容元件主要由在所述第1線圈與所述第2線圈之間所產生的線圈間電容構成。由此，無需第3電容元件形成用的圖案，或者無需作為部件的第3電容元件，因此能夠實現小型化、低成本化。

(7)在上述(4)至(6)中的任一者中，優選為，所述第1電容元件主要由所述第1線圈的線間電容構成，所述第2電容元件主要由所述第2線圈的線間電容構成。由此，無需第1電容元件以及第2電容元件形成用的圖案，或者無需作為部件的第1電容元件以及第2電容元件，因此能夠實現小型化、低成本化。

(8)在上述(1)至(7)中的任一者中，優選為，所述第1線圈和所述第2線圈的變壓比為1∶n(n為1以外的值)，

反射系數(阻抗)從史密斯圓圖上的高阻抗側移動到低阻抗側，通過所述移相器的阻抗變換，從而所述移相器的移相量向史密斯圓圖上的中心方向移動。

根據上述構成，能夠與移相一起進行基于變壓器的阻抗變換，從而能夠兼有與第1端口連接的電路和與第2端口連接的電路的阻抗匹配電路的功能。

(9)在上述(1)至(8)中的任一者中，優選為，所述變壓器被設置在層疊有多個基材層的單個層疊體內，所述第1線圈以及所述第2線圈由形成在所述基材層的導體圖案構成。由此，僅將作為單個部件的移相器安裝到印刷布線板等即可，從而向通信終端裝置等的安裝變得容易。

(10)在上述(9)中，優選為，所述第1線圈以及所述第2線圈具有實質上相同的內外徑，且線圈卷繞軸為同軸關系。由此，雖然第1線圈以及第2線圈的卷繞數較少，即雖然為小型，但是也可獲得適當的耦合系數的變壓器。

(11)在上述(1)至(10)中的任一者中，優選為，還具備與所述移相器串聯連接的高通濾波器或低通濾波器。由此，能夠確定僅通過移相器而無法獲得的移相量。

(12)在上述(11)中，優選為，所述高通濾波器或所述低通濾波器包括電容元件以及電感元件，該電感元件與所述第1線圈或所述第2線圈進行磁場耦合。根據該構成，能夠對移相量的頻率特性進行控制。

(13)本發明的阻抗匹配電路，其特征在于，具備：

上述(1)至(12)中的任一者所記載的移相器；和

阻抗匹配電路部，與所述移相器串聯連接，

所述阻抗匹配電路部為對由所述移相器移相后的阻抗進行阻抗匹配的電路。

(14)在上述(13)中，優選為，所述移相器使低頻帶中的阻抗移動到史密斯圓圖上的第2象限或第3象限，

所述阻抗匹配電路部為使高頻帶中的阻抗以及低頻帶中的阻抗均向史密斯圓圖上的中心方向移動的電路部。

在上述(13)、(14)中的任一者構成中，均能夠根據頻帶而容易地進行阻抗匹配。

(15)本申請的合分波器，其特征在于，具備：

上述(1)至(12)中的任一者所記載的移相器；

高頻帶通過用高通濾波器；和

低頻帶通過用低通濾波器，

所述高頻帶通過用高通濾波器包括：第1電感器，并聯在信號線與地線之間；和第1電容器，串聯在所述第1電感器的后級，

所述低頻帶通過用低通濾波器包括：第2電感器，與所述共用端口串聯；和第2電容器，在所述第2電感器的后級并聯在與地線之間，

所述移相器被插入到所述共用端口與所述第1電感器之間，

所述移相器進行移相，使得在從所述共用端口觀察時，在所述低頻帶通過用低通濾波器的通頻帶中，所述高頻帶通過用高通濾波器實質上(等效性地)成為開路。

根據上述構成，在低通濾波器的使用頻帶(低頻帶的頻帶)中不會受到高通濾波器的影響，并且可確保低頻帶中的端口間隔離性。

(16)本申請的合分波器，其特征在于，具備：

上述(1)至(12)中的任一者所記載的移相器；和

多個SAW濾波器，包括具有第1端口以及第2端口且通頻帶互不相同的第1SAW濾波器以及第2SAW濾波器，

所述第1SAW濾波器的第1端口經由所述移相器而與共用端口連接，且第2端口與獨立端口連接，

所述移相器進行移相，使得在從所述共用端口觀察時，在所述第2SAW濾波器的通頻帶中，所述第1SAW濾波器實質上(等效性地)成為開路。

根據上述構成，在第2SAW濾波器的使用頻帶中不會受到第1SAW濾波器的影響，并且在第2SAW濾波器的使用頻帶中可確保第1SAW濾波器和第2SAW濾波器的隔離性。

(17)本發明的通信終端裝置為具備供電電路、和與所述供電電路連接的天線元件的通信終端裝置，其特征在于，

在所述供電電路與所述天線元件之間具備上述(1)至(12)中的任一者所記載的移相器、上述(13)或(14)所記載的阻抗匹配電路、或者上述(15)或(16)所記載的合分波器。由此，可獲得天線元件和供電電路按照每個給定的頻帶進行了阻抗匹配的通信終端裝置。此外，能夠在確保端口間隔離性的同時，實現多個頻帶的信號的合分波。

發明效果

根據本發明，可獲得確定了與頻帶相應的移相量的移相器。此外，可按照每個頻帶而容易地進行阻抗匹配的阻抗匹配電路。此外，可獲得抑制了多個濾波器間的干擾的合分波器。此外，可獲得天線元件和供電電路按照每個給定的頻帶而進行了阻抗匹配的通信終端裝置。進一步，還可獲得具備確保了各端口間隔離性的合分波器的通信終端裝置。

附圖說明

圖1為第1實施方式所涉及的移相器11的電路圖。

圖2(A)、(B)為變壓器T的各種等效電路圖。

圖3為表示包括移相器11以及天線1的天線電路的構成的圖。

圖4為表示第1實施方式所涉及的移相器11的移相量的頻率特性的圖。

圖5(A)、圖5B)為表示圖3所示的移相器11所引起的移相作用的圖。

圖6(A)為從圖3的Pm觀察到的阻抗Zm的低頻帶中的軌跡，圖6(B)為阻抗Zm的高頻帶中的軌跡。

圖7為表示從圖3的Pm觀察到的反射損耗的頻率特性的圖。

圖8為移相器11的外觀立體圖。

圖9為移相器11的各層的俯視圖。

圖10為移相器11的剖視圖。

圖11(A)為本實施方式的移相器11的電路圖。圖11(B)為將移相器11分為理想變壓器IT和寄生電感來表示的等效電路圖。

圖12為表示第3實施方式所涉及的包括移相器13以及天線1的天線電路的構成的圖。

圖13為表示第3實施方式所涉及的移相器13的移相量的頻率特性的圖。

圖14(A)、圖14(B)為表示具有圖13所示的特性的移相器13所引起的移相作用的圖。

圖15為第3實施方式所涉及的移相器13的各層的俯視圖。

圖16為移相器13的剖視圖。

圖17(A)、(B)、(C)為第4實施方式所涉及的三個移相器的電路圖。

圖18為本實施方式所涉及的其他移相器的電路圖。

圖19為第5實施方式所涉及的移相器15的電路圖。

圖20為第6實施方式所涉及的移相器16的電路圖。

圖21為第7實施方式所涉及的通信終端裝置200的框圖。

圖22為第8實施方式所涉及的移相器18的電路圖。

圖23為表示移相器18的移相量的頻率特性的圖。

圖24(A)為表示第9實施方式所涉及的雙工器109的構成的電路圖。圖24(B)為作為雙工器109的比較例的雙工器109P的電路圖。

圖25為表示在比較例的雙工器109P中由電感器L11的有無所引起的端口Pr2-Pc間的插入損耗的頻率特性的圖。

圖26(A)為針對本實施方式的雙工器109而在史密斯圓圖上表示給定端口處的反射系數的頻率特性的圖。圖26(B)為針對比較例的雙工器109P而在史密斯圓圖上表示不具有電感器L11的情況下的給定端口處的反射系數的頻率特性的圖。圖26(C)為針對比較例的雙工器109P而在史密斯圓圖上表示具有電感器L11的情況下的給定端口處的反射系數的頻率特性的圖。

圖27(A)為針對本實施方式的雙工器109而表示共用端口Pc與獨立端口Pr1、Pr2之間的插入損耗的頻率特性的圖。圖27(B)為針對比較例的雙工器109P而表示不具有電感器L11的情況下的共用端口Pc與獨立端口Pr1、Pr2之間的插入損耗的頻率特性的圖。圖27(C)為針對比較例的雙工器109P而表示具有電感器L11的情況下的共用端口Pc與獨立端口Pr1、Pr2之間的插入損耗的頻率特性的圖。

圖28為表示第10實施方式所涉及的多路復用器110的構成的電路圖。

圖29為在史密斯圓圖上表示從一般的SAW濾波器的一個端口觀察到的反射系數的頻率特性的圖。

圖30(A)為高通濾波器型的移相器的電路圖，圖30(B)為低通濾波器型的移相器的電路圖。

圖31為圖30(A)所示的高通濾波器型的移相器的相位頻率特性的一例。

圖32為圖30(B)所示的低通濾波器型的移相器的相位頻率特性的一例。

圖33為圖30(A)所示的高通濾波器型的移相器的相位與插入損耗的特性例。

圖34為表示進行第1高頻電路71和第2高頻電路74的阻抗匹配的電路的構成例的圖。

圖35(A)、(B)、(C)、(D)為表示在不使用移相器而通過以往方法來進行匹配的情況下的阻抗軌跡的位移的圖。

圖36為由高通濾波器HPF和低通濾波器LPF構成的雙工器的電路圖。

具體實施方式

以下，參照附圖而列舉了幾個具體示例來表示用于實施本發明的多個方式。在各圖中，對同一部分標記同一符號。在第2實施方式以后的實施方式中，省略關于與第1實施方式共同的事項的記述，而對不同點進行說明。尤其是，關于由相同的構成所帶來的相同的作用效果，將不針對每個實施方式而依次提及。

《第1實施方式》

圖1為第1實施方式所涉及的移相器11的電路圖。移相器11具備變壓器T。變壓器T具有第1線圈L1以及第2線圈L2，所述第2線圈L2與第1線圈L1以耦合系數小于1的方式進行磁場耦合。此外，移相器11具備由第1電容元件C1、第2電容元件C2以及第3電容元件C3構成的阻抗調整用電路。

第1電容元件C1與第1線圈L1并聯連接，第2電容元件C2與第2線圈L2并聯連接。此外，第3電容元件C3被連接在第1線圈L1與第2線圈L2之間。

圖2(A)、(B)為上述變壓器T的各種等效電路圖。變壓器T的等效電路能夠由幾種形式來表示。在圖2(A)的表現中，由理想變壓器IT、與其初級側串聯(串聯連接)的串聯寄生電感成分La、與初級側并聯(并聯連接)的并聯寄生電感成分Lb、和與次級側串聯(串聯連接)的串聯寄生電感成分Lc來表示。

在圖2(B)的表現中，由理想變壓器IT、與其初級側串聯(串聯連接)的兩個串聯寄生電感成分La、Lc1、和與初級側并聯(并聯連接)的并聯寄生電感成分Lb來表示。

在此，如果分別將變壓器T的變壓比表示為1∶n、將第1線圈L1和第2線圈L2(參照圖1)的耦合系數表示為k、將第1線圈L1的電感表示為L1、將第2線圈L2的電感表示為L2，則上述寄生電感成分La、Lb、Lc、Lc1的電感具有如下關系。

La：L1(1-k)

Lb：k*L1

Lc：L2(1-k)

Lc1：n2*L2*(1-k)

理想變壓器的變壓比為基于第1線圈L1和第2線圈L2的卷繞數的變壓比。

本實施方式的變壓器T伴隨著第1線圈L1和第2線圈L2的耦合系數k小于1，會產生串聯電感成分以及并聯電感成分。

圖3為表示包括上述移相器11以及天線1的天線電路的構成的圖。該天線電路在供電電路50與天線1之間具備阻抗匹配電路部41、42以及移相器11。在圖3中，阻抗匹配電路部41、42以及移相器11為本發明所涉及的“阻抗匹配電路部”的一例。

在圖3中，在從Pa所示的位置觀察時，移相器11使來自天線1的反射信號進行移相。阻抗匹配電路部41構成了由變壓器形成的阻抗變換電路。例如，與從Pp所示的位置觀察天線1側時的阻抗Zp相比，提高了從Pt所示的位置觀察到的阻抗Zt。阻抗匹配電路部41、42進行供電電路50和天線1的阻抗匹配。

圖4為表示本實施方式的移相器11的移相量的頻率特性的圖。在該示例中，在低頻帶(700MHz～900MHz頻帶)內移相量大致為90°，在高頻帶(1.7GHz～2.7GHz頻帶)內移相量大致為0°。即，本實施方式為“不使高頻帶信號進行移相，而使低頻帶信號進行移相”的移相器的示例。

圖5(A)、圖5(B)為表示圖3所示的移相器11所引起的移相作用的圖。圖5(A)的軌跡LBa為圖3所示的阻抗Za的低頻帶中的軌跡，軌跡LBp為圖3所示的阻抗Zp的低頻帶中的軌跡。此外，圖5(B)的軌跡HBa為上述阻抗Za的高頻帶中的軌跡，軌跡HBp為上述阻抗Zp的高頻帶中的軌跡。

如圖4所示，由于移相器11在低頻帶中進行了大致90°移相，因此在圖3中，Pp所示的位置處的反射信號自Pa所示的位置處的反射信號順時針旋轉大致180°。如圖5(A)所表示的那樣，這種情況與阻抗軌跡順時針旋轉約180°的情況相對應。由于在高頻帶中幾乎不進行移相，因此如圖5(B)所表示的那樣，從Pp觀察到的反射信號與從Pa觀察到的反射信號大致相同。如此，低頻帶、高頻帶的阻抗軌跡的主要部分(大部分)均被移動到史密斯圓圖上的第2象限或第3象限。在此，所謂“史密斯圓圖上的第2象限”是指，反射系數的實數部為負、虛數部為正的區域，且是指將史密斯圓圖十字分割為四部分而得到的左上區域。此外，“史密斯圓圖上的第3象限”是指，反射系數的實數部為負、虛數部為負的區域，且是指將史密斯圓圖十字分割為四部分而得到的左下區域。

圖3的阻抗匹配電路部41為由互相進行磁場耦合的第1線圈Lp和第2線圈Ls構成的自耦變壓器型的電路。在從阻抗匹配電路部41的輸入側觀察時，以給定的阻抗變換比來提高阻抗。因此，該阻抗匹配電路部41具有使史密斯圓圖上的阻抗軌跡小圓化且向右方向偏移的作用。

圖6(A)為從圖3的Pm觀察到的阻抗Zm的低頻帶中的軌跡，圖6(B)為阻抗Zm的高頻帶中的軌跡。此外，圖7為從圖3的Pm觀察到的反射損耗的頻率特性圖。

如此，低頻帶、高頻帶的阻抗均在被移動到史密斯圓圖上的第2象限或第3象限之后，通過阻抗匹配電路部41、42而向史密斯圓圖上的中心方向移動。由此，低頻帶、高頻帶均進行阻抗匹配。

阻抗匹配電路部42通過其并聯(并聯連接)的電容器以及串聯(串聯連接)的電感器而主要使高頻帶的阻抗變化，并通過串聯的電容器以及并聯的電感器而主要使低頻帶的阻抗變化。

在此，參照圖35(A)、(B)、(C)、(D)來表示不使用移相器而通過并聯的電感器或并聯的電容器來進行匹配的示例。

圖35(A)、(C)的軌跡LBa為圖3所示的阻抗Za的低頻帶中的軌跡，圖35(B)、(D)的軌跡HBa為圖3所示的阻抗Za的高頻帶中的軌跡。此外，圖35(A)的軌跡LBb為設置了并聯的電感器的情況下的低頻帶中的軌跡，圖35(B)的軌跡HBb為設置了并聯的電感器的情況下的低頻帶中的軌跡。圖35(C)的軌跡LBb為設置了并聯的電容器的情況下的低頻帶中的軌跡，圖35(D)的軌跡HBb為設置了并聯的電容器的情況下的高頻帶中的軌跡。

從圖35(A)可明確，在阻抗軌跡處于史密斯圓圖的第1象限的低頻帶中，即使設置并聯的電感器也無法進行匹配。此外，從圖35(A)、(D)可明確，雖然在阻抗軌跡處于史密斯圓圖的第1象限的低頻帶中，能夠通過并聯的電容器來進行匹配，但由于并聯的電容器在高頻帶中的影響過大，因此在高頻帶中變得不匹配。

如上所述，根據本實施方式，如圖6(A)、(B)所示的那樣，低頻帶、高頻帶均被匹配。

《第2實施方式》

在第2實施方式中，示出了移相器11的內部的具體的構成例。

圖8為移相器11的外觀立體圖，圖9為移相器11的各層的俯視圖。此外，圖10為移相器11的剖視圖。移相器11具備多個絕緣性的基材S1～S13。在基材S1～S13形成有各種導體圖案。“各種導體圖案”不僅包括被形成在基材的表面上的導體圖案，而且還包括層間連接導體。層間連接導體不僅包括過孔導體，而且也包括被形成在層疊體100的端面上的端面電極。

基材S1的上表面相當于層疊體100的安裝面(下表面)。在基材S1形成有作為第1端口P1的端子T1、作為第2端口P2的端子T2、地線端子GND、以及空閑端子NC。

在基材S7、S6、S5、S4分別形成有導體L1A1、L1A2、L1A3、L1A4。在基材S3形成有導體L1A5、L1B1。在基材S2形成有導體L1B2、L1C。

導體L1A1的第1端與第1端口的端子T1連接。導體L1A1的第2端經由過孔導體V1而與導體L1A2的第1端連接。導體L1A2的第2端經由過孔導體V2而與導體L1A3的第1端連接。導體L1A3的第2端經由過孔導體V3而與導體L1A4的第1端連接。導體L1A4的第2端經由過孔導體V4而與導體L1A5的第1端連接。導體L1A5的第2端與導體L181的第1端連接。導體L1A5的第2端以及導體L1B1的第1端經由過孔導體V6而與導體L1B2的第1端連接。導體L1B1的第2端經由過孔導體V5而與導體L182的第2端連接。導體L1B2的第2端與導體L1C的第1端連接。導體L1C的第2端與地線端子GND連接。

在基材S8、S9、S10、S11分別形成有導體L2A1、L2A2、L2A3、L2A4。在基材S12形成有導體L2A5、L2B1。在基材S13形成有導體L282、L2C。

導體L2A1的第1端與第2端口的端子T2連接。導體L2A1的第2端經由過孔導體V7而與導體L2A2的第1端連接。導體L2A2的第2端經由過孔導體V8而與導體L2A3的第1端連接。導體L2A3的第2端經由過孔導體V9而與導體L2A4的第1端連接。導體L2A4的第2端經由過孔導體V10而與導體L2A5的第1端連接。導體L2A5的第2端與導體L2B1的第1端連接。導體L2A5的第2端以及導體L2B1的第1端經由過孔導體V12而與導體L2B2的第1端連接。導體L2B1的第2端經由過孔導體V11而與導體L2B2的第2端連接。導體L282的第2端與導體L2C的第1端連接。導體L2C的第2端與地線端子GND連接。

通過上述導體L1A1、L1A2、L1A3、L1A4、L1A5、L1B1、L1B2、L1C以及過孔導體V1、V2、V3、V4、V5、V6從而構成了第1線圈L1。此外，通過上述導體L2A1、L2A2、L2A3、L2A4、L2A5、L2B1、L282、L2C以及過孔導體V7、V8、V9、V10、V11、V12從而構成了第2線圈L2。第1線圈L1、第2線圈L2均為矩形螺旋狀的線圈。

層疊體100的各基材層既可以為由LTCC(Low Temperature Co-fired Ceramics：低溫共燒陶瓷)等構成的非磁性陶瓷層疊體，也可以為由聚酰亞胺、液晶聚合物等樹脂材料構成的樹脂層疊體。如此，由于基材層是非磁性體(由于不是磁性體鐵氧體)，因此即使在超過幾百MHz的高頻頻帶中，也能夠作為給定電感、給定耦合系數的變壓器以及移相器來使用。

上述導體圖案以及層間連接導體通過以Ag、Cu為主成分的電阻率小的導體材料而構成。如果基材層為陶瓷，則例如可通過以Ag、Cu為主成分的導電性膏的絲網印刷以及燒成來形成。此外，如果基材層為樹脂，則例如可通過利用蝕刻等對Al箔、Cu箔等金屬箔進行圖案化來形成。

雖然可以說第1線圈L1以及第2線圈L2具有實質上相同的內外徑，且線圈卷繞軸CA實質上為相同(同軸)的關系，但在本實施方式中，有意地使第1線圈L1的卷繞軸CA1和第2線圈L2的卷繞軸CA2稍稍錯開。在本實施方式中，如圖9所示，被形成在各基材上的各導體形成大致矩形形狀的環，分別被形成在基材S5、S4、S3、S2上的各導體的這些環的上邊和右邊的線寬比下邊和左邊的線寬要細。由此，使得第1線圈L1的卷繞軸CA1(參照圖10)與環外形的中心相比而稍向右上偏移。此外，分別被形成在基材S10、S11、S12、S13上的各導體的這些環的下邊和左邊的線寬比上邊和右邊的線寬要細。由此，使得第2線圈L2的卷繞軸CA2(參照圖10)與環外形的中心相比而稍向左下偏移。由此，可有意識地將第1線圈L1和第2線圈L2的耦合系數抑制得較低。

此外，通過設置基材S6、S9，從而增大了除導體L1A1之外的第1線圈L1的主要部分和除導體L2A1之外的第2線圈L2的主要部分之間的層間距離。由此，也可有意識地將第1線圈L1和第2線圈L2的耦合系數抑制得較低。

圖11(A)為本實施方式的移相器11的電路圖。在此，變壓器由第1線圈L1以及第2線圈L2構成。

第1電容元件C1主要由被形成在基材S2、S3、S4、S5、S6、S7上的導體的層間所產生的電容構成。同樣地，第2電容元件C2主要由被形成在基材S8、S9、S10、S11、S12、S13上的導體的層間所產生的電容構成。此外，第3電容元件C3主要是在第1線圈L1與第2線圈L2之間所產生的線圈間電容，尤其主要是由在導體L1A1與導體L2A1之間所產生的電容構成。在本實施方式中，通過將導體L1A1和導體L2A1配置為在層疊方向上相鄰，從而增大了第3電容元件C3的電容。

由于第1線圈L1和第2線圈L2在層疊方向上為對稱形狀，且匝數也相同，因此作為阻抗變換比為1∶1的變壓器而發揮作用。

圖11(B)為將移相器11分為理想變壓器IT和寄生電感成分(串聯寄生電感成分La、Lc、并聯寄生電感成分Lb)來表示的等效電路圖。

雖然由于上述寄生電感成分(電感器La、Lb、Lc)而使變壓器的電感偏離了規定值(例如50Ω)，但是通過具備電容元件C1、C2、C3，從而可將變壓器的阻抗調整為規定值。尤其是，電容元件C1、C2發揮作用，以使得對由并聯寄生電感成分Lb所引起的阻抗的偏離進行修正，電容元件C3發揮作用，以使得對由串聯寄生電感成分La、Lc所引起的阻抗的偏離進行修正。上述電容元件C1、C2、C3為本發明所涉及的“對由寄生電感成分所引起的阻抗的偏離進行抑制的電抗元件”的示例。

如上所述，伴隨著第1線圈L1和第2線圈L2的耦合系數較小而串聯寄生電感成分Lc較大。但是，由于第3電容元件C3的電容也較大，因此可確保阻抗匹配。此外，由于第3電容元件C3的電容較大，因此與由第1線圈L1和第2線圈L2構成的變壓器相比，高頻帶的信號通過第3電容元件C3的比例增大，從而幾乎不會產生由變壓器所引起的移相作用。這如第1實施方式中圖5(B)所示那樣。另一方面，關于低頻帶，對第3電容元件C3進行旁通的量相對較少，從而使由變壓器所引起的移相作用變為有效。但是，由于第1線圈L1和第2線圈L2的耦合系數k較小，因此移相量少于180°。耦合系數k被確定為較小，以便使相對于該低頻帶的信號的移相量成為大致90°。

另外，通過圖9所示的過孔導體V5、V6的位置來確定在圖11(A)所示的第1線圈L1中導體L1B1、L1B2的并聯連接部所占的比例。同樣地，通過圖9所示的過孔導體V11、V12的位置來確定在圖11(A)所示的第2線圈L2中導體L281、L282的并聯連接部所占的比例。因此，能夠通過這些過孔導體V5、V6的位置對第1線圈L1的電感進行微調，能夠通過過孔導體V11、V12的位置對第2線圈L2的電感進行微調。

在上述導體L1B1、L182的并聯連接部中有電流分散流過，相對于此，在導體L1A1中則沒有這種電流的分散。同樣地，在導體L281、L282的并聯連接部中有電流分散流過，相對于此，在導體L2A1中則沒有這種電流的分散。

第1線圈L1和第2線圈L2的在層疊方向上接近的導體部分對耦合貢獻最大。即，整周在層疊方向上對置的導體L1A1、L2A1部分對第1線圈L1和第2線圈L2的耦合有貢獻。如上述那樣，由于在該導體L1A1、L2A1部分中沒有由上述并聯連接部所引起的電流的分散，因此第1線圈L1和第2線圈L2的耦合系數高。

如此，通過將并聯連接部設置于相對于對方側線圈的導體圖案而在層疊方向上分離的位置，從而可抑制由設置并聯連接部所引起的耦合度的降低。

此外，通過將與端子T1、T2連接的導體L1A1、L2A1配置于層疊方向的中央附近，并將連接有地線端子GND的導體L1C、L2C配置于層疊方向的上下，從而具有如下效果，即，能夠在不成為復雜的構造的情況下構成第1線圈L1和第2線圈L2共享磁通的變壓器，進而容易調整電容元件C3。

另外，可以在有意地減小第1線圈L1和第2線圈L2的耦合系數的情況下，通過將上述并聯連接部設置于相對于對方側線圈的導體圖案而在層疊方向上接近的位置，從而利用由設置并聯連接部所引起的耦合度的降低作用。

在第1、第2實施方式中，通過減小第1線圈L1和第2線圈L2的耦合系數k，并且增大第3電容元件C3，從而使高頻帶的信號幾乎都通過第3電容元件C3。此外，通過減小第1線圈L1和第2線圈L2的耦合系數k，從而抑制了變壓器所引起的移相量。并且，通過這些構成，使得在低頻帶中進行90°移相，在高頻帶中則幾乎不進行移相。但是，上述構成只是一例。與頻帶相應的移相量能夠通過上述耦合系數k以及第3電容元件C3的電容來確定。

此外，雖然在第1、第2實施方式中，示出了低頻帶中的移相量約為90°、高頻帶中的移相量約為0°的示例，但是對于所確定的移相量而言顯然是有寬度的。如果確定為低頻帶中的移相量成為與0°相比更接近90°的移相量、高頻帶中的移相量成為與90°相比更接近0°的移相量，則同樣起到第1、第2實施方式中所示出的作用效果。

《第3實施方式》

在第3實施方式中，與第1、第2實施方式相反，其為“不使低頻帶信號進行移相，而使高頻帶信號進行移相”的移相器的示例。移相器的電路圖與第1實施方式中圖1所示的電路圖相同。

圖12為表示第3實施方式所涉及的包括移相器13以及天線1的天線電路的構成的圖。該天線電路在供電電路50與天線1之間具備阻抗匹配電路部43以及移相器13。

在圖12中，在從Zp觀察時，移相器13使來自天線1的反射信號進行移相。阻抗匹配電路部43與移相器13一起進行供電電路50和天線1的阻抗匹配。

圖13為表示第3實施方式所涉及的移相器13的移相量的頻率特性的圖。在該示例中，在低頻帶(700MHz～900MHz頻帶)中移相量大致為180°，在高頻帶(1.7GHz～2.7GHz頻帶)中移相量大致為90°。

圖14(A)、圖14(B)為表示具有圖13所示的特性的移相器13所引起的移相作用的圖。圖14(A)的軌跡LBa為從圖12的Pa觀察到的低頻帶中的阻抗Za的軌跡，軌跡LBp為從圖12的Pp觀察到的低頻帶中的阻抗Zp的軌跡。此外，圖14(B)的軌跡HBa為從圖12的Pa觀察到的高頻帶中的阻抗Za的軌跡，軌跡HBp為從圖12的Pp觀察到的高頻帶中的阻抗Zp的軌跡。

雖然在第1、第2實施方式中，有意地減小第1線圈L1和第2線圈L2的耦合系數k從而減小了變壓器構造所引起的移相量，但是在第3實施方式中則使第1線圈L1和第2線圈L2的耦合系數k盡量接近于1，使變壓器構造所引起的移相量接近于180°。如圖13所示那樣，由于本實施方式的移相器在低頻帶中進行大致180°移相(通過往返而進行大致360°移相)，因此如圖14(A)所表示的那樣，從Pp觀察到的反射信號的相位與從Pa觀察到的反射信號的相位大致相同。在高頻帶中，從Pp觀察到的反射信號的相位自從Pa觀察到的反射信號的相位順時針旋轉大致180°。此外，通過第2電容元件C2的電容成分(參照圖11(A)、(B))，從而使阻抗軌跡的圓聚攏得較小。

如此，通過移相器13，使低頻帶中的阻抗在史密斯圓圖上幾乎不移動，而使其頻帶的中心附近的阻抗主要位于高阻抗側。此外，高頻帶的頻帶的中心附近的阻抗被移動至史密斯圓圖上的高阻抗側。即，成為接近低頻帶中的阻抗的位置。圖12所示的阻抗匹配電路部43包括串聯的電抗元件以及并聯的電抗元件，使圖14(A)、(B)所示的狀態的阻抗與供電電路50的阻抗匹配。

如此，通過使低頻帶的頻帶的中心附近的阻抗與高頻帶的頻帶的中心附近的阻抗相一致，從而能夠使變壓器以及其他電路元件中的阻抗變化在某種程度上相一致，因此能夠使阻抗匹配易于進行。

本實施方式的移相器13的外觀構造與第2實施方式中圖8所示的外觀構造相同。

圖15為本實施方式的移相器13的各層的俯視圖。此外，圖16為移相器13的剖視圖。移相器13的電路圖與第2實施方式中所示出的圖11(A)相同。

移相器13具備多個絕緣性的基材S1～S9。在基材S1～S9形成有各種導體圖案。“各種導體圖案”不僅包括被形成在基材的表面上的導體圖案，而且還包括層間連接導體。層間連接導體不僅包括過孔導體，而且也包括被形成在層疊體的端面上的端面電極。

基材S1的上表面相當于層疊體的安裝面(下表面)。在基材S1形成有作為第1端口P1的端子T1、作為第2端口P2的端子T2、地線端子GND、以及空閑端子NC。

在基材S5、S4分別形成有導體L1A1、L1A2。在基材S3形成有導體L1A3、L1B1。在基材S2形成有導體L1B2、L1C。

導體L1A1的第1端與第1端口的端子T1連接。導體L1A1的第2端經由過孔導體V1而與導體L1A2的第1端連接。導體L1A2的第2端經由過孔導體V2而與導體L1A3的第1端連接。導體L1A3的第2端與導體L1B1的第1端連接。導體L1A3的第2端以及導體L1B1的第1端經由過孔導體V3而與導體L1B2的第1端連接。導體L1B1的第2端經由過孔導體V4而與導體L1B2的第2端連接。導體L1B2的第2端與導體L1C的第1端連接。導體L1C的第2端與地線端子GND連接。

在基材S6、S7分別形成有導體L2A1、L2A2。在基材S8形成有導體L2A3、L2B1。在基材S9形成有導體L2B2、L2C。

導體L2A1的第1端與第2端口的端子T2連接。導體L2A1的第2端經由過孔導體V5而與導體L2A2的第1端連接。導體L2A2的第2端經由過孔導體V6而與導體L2A3的第1端連接。導體L2A3的第2端與導體L281的第1端連接。導體L2A3的第2端以及導體L281的第1端經由過孔導體V7而與導體L282的第1端連接。導體L281的第2端經由過孔導體V8而與導體L282的第2端連接。導體L282的第2端與導體L2C的第1端連接。導體L2C的第2端與地線端子GND連接。

通過上述導體L1A1、L1A2、L1A3、L1B1、L1B2、L1C以及過孔導體V1、V2、V3、V4從而構成了第1線圈L1。此外，通過上述導體L2A1、L2A2、L2A3、L2B1、L2B2、L2C以及過孔導體V5、V6、V7、V8從而構成了第2線圈L2。第1線圈L1、第2線圈L2均為矩形螺旋狀的線圈。

被形成在基材S5、S6上的導體L1A1、L2A1的線寬比其他導體的線寬要細。此外，被形成在基材S4、S7上的導體L1A2、L2A2的線寬比被形成在基材S3、S8上的導體的線寬要細。因此，第1線圈L1與第2線圈L2之間所產生的線圈間電容被抑制得較小，且第3電容元件C3的電容被抑制得較小。此外，在本實施方式中，在構成第1線圈L1的多層導體圖案和構成第2線圈L2的多層導體圖案中，越是互相接近的導體圖案則線寬越細，越是分離的關系則線寬越粗。通過采用這種關系，從而不會使第1線圈L1以及第2線圈L2的平均線寬太細，能夠抑制第1線圈L1與第2線圈L2之間所產生的線圈間電容。因此，減少了導體損耗，并減少了插入損耗的增大。

第1線圈L1以及第2線圈L2具有實質上相同的內外徑，且線圈卷繞軸CA為相同(同軸)的關系。而且，與第2實施方式中所示出的移相器11不同，第1線圈L1和第2線圈L2的形成層的層間距離較近。因此，可獲得第1線圈L1和第2線圈L2的耦合系數k高的變壓器。

另外，雖然在本實施方式中，示出了在低頻帶中的移相量約為180°、在高頻帶中的移相量約為90°的示例，但是對于所確定的移相量而言顯然是有寬度的。如果確定為低頻帶中的移相量成為與90°相比更接近180°的移相量、高頻帶中的移相量成為與180°相比更接近90°的移相量，則可起到本實施方式中所示出的作用效果。

《第4實施方式》

在第4實施方式中，示出了包括高通濾波器或低通濾波器的移相器。

圖17(A)、(B)、(C)為第4實施方式所涉及的三個移相器的電路圖。圖17(A)所示的示例為高通濾波器61與移相器11串聯連接的例子。高通濾波器61由串聯的電容元件C4以及并聯的電感元件構成。圖17(B)所示的示例為高通濾波器62與移相器11串聯連接的例子。高通濾波器62由串聯的電容元件C4、并聯連接的電感元件L3以及電容元件C5構成。圖17(C)所示的示例為低通濾波器63與移相器11串聯連接的例子。低通濾波器63由串聯的電感元件L4以及并聯連接的電容元件C6、C7構成。

像本實施方式這樣，通過將高通濾波器或低通濾波器與移相器11串聯連接，從而能夠在僅通過移相器11而不足以獲得給定的移相量的情況下，通過高通濾波器或低通濾波器來補償與該不足的移相量相對應的量，從而能夠構成給定移相量的移相器。

例如，通過變壓器構造中的移相器而使其移相至175°，在要調整為180°的移相量的情況下，通過如圖17(A)所示那樣追加的高通濾波器而使移相量增加5°。由于追加的是較小的移相量，因此幾乎不會產生損耗的增加。此外，雖然存在因追加的移相量而產生匹配偏離的情況，但是此時如圖17(B)所示那樣通過并聯的電容元件C5來進行匹配調整。相反地，在減少移相量的情況下，如圖17(C)所示那樣追加低通濾波器。

另外，上述電感元件、電容元件既可以是獨立部件，也可以是通過導體圖案來形成的部件。而且，還可以是與移相器11一體形成的部件。在圖17(A)、(B)、(C)所示的移相器中，可以通過將濾波器內的電感元件L3、L4與移相器11一體設置，從而使電感元件L3、L4與第1線圈L1以及第2線圈L2進行磁場耦合。由此，在圖17(A)、(B)所示的示例中，能夠使由高通濾波器61、62的追加所引起的移相量與沒有上述耦合的情況相比而有所不同。同樣地，在圖17(C)所示的示例中，能夠使由低通濾波器63的追加所引起的移相量的頻率特性與沒有上述耦合的情況相比而有所不同。

圖18為本實施方式所涉及的其他移相器的電路圖。雖然基本構成與圖17(A)所示的電路相同，但是電感元件L3相對于第1線圈L1以及第2線圈L2的耦合的極性與圖17(A)所示的電路相反。根據該耦合的極性，也能夠對由高通濾波器61的追加所引起的移相量的增減進行調整。關于圖17(B)、(C)所示的電路，也能夠根據電感元件L3、L4的耦合的極性，對由高通濾波器62、低通濾波器63的追加所引起的移相量的增減進行調整。

《第5實施方式》

在第5實施方式中，示出了與移相一起還進行阻抗變換的移相器的示例。

圖19為第5實施方式所涉及的移相器15的電路圖。雖然在第1實施方式中，在圖1、圖2(A)、(B)等所示的示例中，示出了使用阻抗變換比為1∶1的變壓器，但是阻抗變換比也可以為1∶n(n為1以外的值)。例如，如果n＜1，則能夠使阻抗比供電電路的阻抗低的的天線與供電電路的阻抗進行匹配。因此，根據本實施方式，能夠與給定的移相一起進行阻抗匹配。

《第6實施方式》

圖20為第6實施方式所涉及的移相器16的電路圖。本實施方式的移相器16具備由互相進行磁場耦合的第1線圈L1和第2線圈L2構成的自耦變壓器型的變壓器。分別在第1端口P1與地線之間連接有第1電容元件C1，在第2端口P2與地線之間連接有第2電容元件C2。此外，在第1端口P1與第2端口P2之間連接有第3電容元件C3。

如本實施方式所示，關于自耦變壓器型的變壓器，由于第1線圈L1和第2線圈L2的耦合系數小于1，因此也會產生并聯電感成分以及串聯電感成分。并且，通過電容元件C1、C2、C3使阻抗匹配。

《第7實施方式》

在第7實施方式中，示出了通信終端裝置。圖21為第7實施方式所涉及的通信終端裝置200的框圖。本實施方式的通信終端裝置200具備：天線1、天線匹配電路40、移相電路30、通信電路51、基帶電路52、應用處理器53以及輸入輸出電路54。通信電路51具備與低頻帶(700MHz～1.0GHz)和高頻帶(1.4GHz～2.7GHz)有關的發送電路以及接收電路，進一步還具備天線供用器。天線1為與低頻帶和高頻帶對應的單極天線、倒L型天線、倒F型天線等。

上述構成要素被收納在一個框體內。例如，天線匹配電路40、移相電路30、通信電路51、基帶電路52、應用處理器53被安裝在印刷布線板，印刷布線板被收納在框體內。輸入輸出電路54作為顯示/觸摸面板而被組裝到框體。天線1被安裝于印刷布線板，或被配置于框體的內表面或者內部。

根據以上所示的構成，可獲得具備在寬頻帶匹配的天線的通信終端裝置。

《第8實施方式》

在第8實施方式中，示出了使移相量具有頻率特性的移相器。雖然如已在幾個實施方式所示的那樣，通過變壓器來進行180°的移相，但是變壓器并未使移相量具有頻率特性。因此，難以僅通過變壓器而在某一特定的頻帶內獲得給定的移相量，或者在某一頻率范圍內獲得與頻率相應的給定的移相量。

圖22為第8實施方式所涉及的移相器18的電路圖。在具備電感元件L5這點上，與第1實施方式中圖1所示的移相器11有所不同。即，在變壓器T的第1端口P1與第2端口P2之間設置有第3電容元件C3以及電感元件L5的串聯電路SR。其他基本構成與第1實施方式的移相器11相同。

如圖22所示，通過相對于變壓器T而以并聯的方式(作為旁通路徑)設置由第3電容元件C3以及電感元件L5構成的LC串聯電路SR，從而本實施方式的移相器18具備低通濾波器部LPF以及高通濾波器部HPF。即，通過第1電容元件C1、第2電容元件C2以及電感元件L5而構成了低通濾波器部LPF，通過第1線圈L1、第2線圈L2以及第3電容元件C3而構成了高通濾波器部HPF。也能夠說是，通過由第1線圈L1、第2線圈L2形成的變壓器T的并聯寄生電感成分(參照圖2(A)、(B)中的Lb)和第3電容元件C3從而構成了高通濾波器HPF。

圖23為表示關于本實施方式的移相器18以及比較例的移相器的各自的頻率特性的圖。比較例的移相器為在圖22中不設置電感元件L5而將第3電容元件C3設置于旁通路徑中的移相器。

在圖23中分別表示了如下內容，即，曲線PS(LC)表示移相器18的頻率特性，曲線PS(C)表示比較例的移相器的頻率特性。比較例的移相器在低頻帶中作為變壓器移相器而發揮作用。在高頻帶中，信號旁通第3電容元件C3的量增加，從而移相量逐漸接近于0°。

相對于此，本實施方式的移相器18在高頻域中成為負的移相量。在圖28中，如下所示那樣，將本實施方式的移相器18的作用區分表示為三個頻帶F1、F2、F3。

在低頻域的頻帶F1中，LC串聯電路SR的第3電容元件C3的電容占優勢。因此，在端口P1-P2間傳輸的信號幾乎不旁通LC串聯電路SR。也就是說，顯現出變壓器T的特性。

在中頻域的頻帶F2中，與LC串聯電路SR的電感元件L5相比，第3電容元件C3的電容占優勢，從而LC串聯電路SR變為電容性。因此，旁通電路作為高通濾波器而發揮作用，并且頻率越高則移相量越小。

在高頻域的頻帶F3中，與LC串聯電路SR的第3電容元件C3相比，電感元件L5的電感占優勢，從而LC串聯電路SR變為感應性。因此，旁通電路作為低通濾波器而發揮作用，并且成為負的移相量。移相量成為0°的頻率相當于LC串聯電路SR的串聯共振頻率。

上述移相量的頻率特性根據第1電容元件C1、第2電容元件C2、第3電容元件C3、電感元件L5以及變壓器T的并聯寄生電感成分來確定。

如此能夠使移相量具有給定的較大的頻率特性。此外，能夠在寬頻帶內獲得與頻率相應的給定的移相量。

此外，第1電容元件C1、第2電容元件C2、第3電容元件C3以及電感元件L5各自不僅確定移相量的頻率特性，而且還作為用于匹配為給定的阻抗(一般而言為50Ω)的元件而發揮作用。

《第9實施方式》

在第9實施方式中，示出了與高通濾波器以及低通濾波器一起還具備移相器的雙工器。該雙工器為本發明所涉及的“合分波器”的一例。

圖24(A)為表示第9實施方式所涉及的雙工器109的構成的電路圖。該雙工器109具備分別被連接在共用端口Pc與獨立端口Pr1、Pr2之間的高頻帶通過用高通濾波器HPF以及低頻帶通過用低通濾波器LPF。在本實施方式中，共用端口Pc連接有天線1。

高通濾波器HPF包括：第1電感器L11，并聯在信號線與地線之間；和第1電容器C11，在第1電感器L11的后級相對于信號線而串聯。在本實施方式中，具備與第1電容器C11并聯連接的電感器L13，并且還具備與其后級并聯的電感器L12。

低通濾波器LPF包括：與共用端口Pc串聯的第2電感器L21、和在第2電感器L21的后級并聯在與地線之間的第2電容器C21。在本實施方式中，具備與第2電感器L21并聯連接的電容器C22，并且還具備在并聯的第2電容器C21的后級串聯的、電感器L22和電容器C23的并聯連接電路。

在上述共用端口Pc與第1電感器L11之間插入有移相器19。該移相器19進行移相，以使得：在從共用端口Pc觀察時，在低通LPF的通頻帶(低頻帶)中高通濾波器HPF實質性(等效性)地變為開路。

圖24(B)為作為上述雙工器109的比較例的雙工器109P的電路圖。與雙工器109不同之處在于，不具備移相器19。

圖25為表示在比較例的雙工器109P中由電感器L11的有無所引起的端口Pr2-Pc間的插入損耗的頻率特性的圖。在此，特性曲線C為具有電感器L11的情況下的特性，N為不具有電感器L11時的特性。

在不具有相對于地線而并聯且與共用端口Pc連接的電感器L11的情況下，低頻帶中的隔離性較高。但是，由于不具有電感器L11，因此高通濾波器HPF的特性會劣化(后述)。

圖26(A)為針對本實施方式的雙工器109而在史密斯圓圖上表示給定端口處的反射系數的頻率特性的圖。圖26(B)為針對比較例的雙工器109P而在史密斯圓圖上表示不具有電感器L11的情況下的給定端口處的反射系數的頻率特性的圖。圖26(C)為針對比較例的雙工器109P而在史密斯圓圖上表示具有電感器L11的情況下的給定端口處的反射系數的頻率特性的圖。

在圖26(A)、(B)、(C)中，曲線A表示從共用端口Pc觀察到的特性，曲線F表示從獨立端口Pr1觀察到的特性。此外，各標記與頻率的關系如下所示。

m1、m3：960MHz

m2、m4：1.7GHz

如果對圖26(A)、(B)、(C)進行比較，則可明確，在本實施方式的雙工器109中，在從共用端口Pc觀察時，在低頻帶(960MHz)內實質上變為開路，在高頻帶(1.7GHz)內匹配為規定阻抗(50Ω)。此外，在從獨立端口Pr1觀察時，在高頻帶(1.7GHz)內匹配為規定阻抗(50Ω)。

圖27(A)為針對本實施方式的雙工器109而表示共用端口Pc與獨立端口Pr1、Pr2之間的插入損耗的頻率特性的圖。圖27(B)為針對比較例的雙工器109P而表示不具有電感器L11的情況下的共用端口Pc與獨立端口Pr1、Pr2之間的插入損耗的頻率特性的圖。圖27(C)為針對比較例的雙工器109P而表示具有電感器L11的情況下的共用端口Pc與獨立端口Pr1、Pr2之間的插入損耗的頻率特性的圖。

在圖27(A)、(B)、(C)分別表示了如下內容，即，曲線LPF表示低通濾波器LPF的特性，曲線HPF表示低通濾波器HPF的特性，曲線ISO表示端口間隔離性的特性。

如果對圖27(A)、(B)、(C)進行比較，則可明確，在比較例的雙工器109P中不具有電感器L11的情況下，如圖27(B)所表現的那樣，端口間隔離性ISO僅能夠得到-10dB左右。在比較例的雙工器109P中具有電感器L11的情況下，如圖27(C)所表現的那樣，低通濾波器LPF的低頻帶(700MHz以上且960MHz以下)中的插入損耗也達到了-5dB。

相對于此，在本實施方式的雙工器109中，低通濾波器LPF的、低頻帶中的插入損耗在-1dB以下，高頻帶(1.7GHz以上且2.7GHz以下)中的衰減量在-30dB以上。此外，高通濾波器HPF的、高頻帶中的插入損耗在-1dB以下，低頻帶中的衰減量在-28dB以上。

《第10實施方式》

在第10實施方式中，示出了具備多個SAW濾波器以及與這些SAW濾波器一起的移相器的多路復用器。該多路復用器為本發明所涉及的“合分波器”的一例。

圖28為表示第10實施方式所涉及的多路復用器110的構成的電路圖。該多路復用器110具備分別被連接在共用端口Pc與獨立端口Pr1、Pr2、Pr3、Pr4之間的移相器19a、19b、19c、19d和SAW濾波器SAWa、SAWb、SAWc、SAWd。移相器19a、19b、19c、19d為已經在幾個實施方式中示出的變壓器型的移相器。在本實施方式中，共用端口Pc連接有例如天線，獨立端口Pr1、Pr2、Pr3、Pr4連接有各頻帶的通信電路。

各SAW濾波器SAWa、SAWb、SAWc、SAWd分別具有第1端口以及第2端口，并且通頻帶互不相同。第1SAW濾波器SAWa的第1端口經由移相器19a而與共用端口Pc連接，第2端口與獨立端口Pr1連接。同樣地，第2SAW濾波器SAWb的第1端口經由移相器19b而與共用端口Pc連接且第2端口與獨立端口Pr2連接，第3SAW濾波器SAWc的第1端口經由移相器19c而與共用端口Pc連接且第2端口與獨立端口Pr3連接，第4SAW濾波器SAWd的第1端口經由移相器19d而與共用端口Pc連接且第2端口與獨立端口Pr4連接。

例如，第1SAW濾波器SAWa的通頻帶的中心頻率為700MHz，第2SAW濾波器SAWb的通頻帶的中心頻率為800MHz，第3SAW濾波器SAWc的通頻帶的中心頻率為900MHz。此外，第4SAW濾波器SAWd的通頻帶的中心頻率為2GHz。即，SAW濾波器SAWa、SAWb、SAWc為低頻帶用，SAW濾波器SAWd為高頻帶用。

移相器19a進行移相，以使得：在從共用端口Pc觀察時，在第1SAW濾波器SAWa以外的SAW濾波器SAWb、SAWc、SAWd的通頻帶中第1SAW濾波器SAWa實質上變為開路。此外，移相器19b進行移相，以使得：在從共用端口Pc觀察時，在第2SAW濾波器SAWb以外的SAW濾波器SAWa、SAWc、SAWd的通頻帶中第2SAW濾波器SAWb實質上變為開路。移相器19c進行移相，以使得：在從共用端口Pc觀察時，在第3SAW濾波器SAWc以外的SAW濾波器SAWa、SAWb、SAWd的通頻帶中第3SAW濾波器SAWc實質上變為開路。同樣地，移相器19d進行移相，以使得：在從共用端口Pc觀察時，在第4SAW濾波器SAWd以外的SAW濾波器SAWa、SAWb、SAWc的通頻帶中第4SAW濾波器SAWd實質上變為開路。

圖29為在史密斯圓圖上表示從一般的SAW濾波器的一個端口觀察到的反射系數的頻率特性的圖。在比通頻帶低的頻帶中，阻抗實質上變為短路，在通頻帶的中心頻率fc處成為規定阻抗(50Ω)，在比通頻帶高的頻帶中，阻抗再次實質上變為短路。

因此，如果將通頻帶頻率大幅不同的多個SAW濾波器直接連接到共用端口，則在使用頻帶中會產生共用端口Pc實質上與地線短路的狀況。因而，例如低頻帶用SAW濾波器和高頻帶用SAW濾波器可被認為是處于互相短路狀態，因此無法將它們直接連接到共用端口Pc。

根據本實施方式，由于即使是在通頻帶離得很遠的SAW濾波器彼此之間，通過移相器也被進行了約180°移相，因此可認為SAW濾波器是互相開路的。因此，能夠經由移相器而與共用端口Pc直接連接。在該狀態下，可確保端口間隔離性。

上述移相器19a～19d的移相量并不限于180°，也可以根據頻帶而被確定為適當的移相量。例如，也可以使用第2實施方式、第8實施方式所示的、使移相量具有頻率特性的變壓器型的移相器。

如果考慮到通過以往的高通濾波器型的移相器來構成圖28中所示的各移相器19a～19d的情況，則由于L和C的特性會造成頻率特性的傾斜度較大(頻率特性較大)。因而，僅能夠在窄頻帶中獲得給定的移相量，因此無法在寬頻帶內確保端口間隔離性。因而，以往，在使用頻帶離得較遠的多個SAW濾波器的情況下，會構成為如下電路，即，通過雙工器而將高頻帶和低頻帶的信號分離，并在各頻帶內通過開關來切換多個SAW濾波器。

由于本發明的相位調整采用了使用變壓器的機構，因此與高通濾波器型、低通濾波器型、線型的相位調整機構相比較，移相量變化相對于頻率變化較小。因此，能夠使相位反轉為開路側的頻率與以往相比成為寬頻帶，能夠在更寬的寬頻帶中連接SAW濾波器。

例如，通過設計為在比SAW濾波器所使用的頻率低的頻帶內相位反轉180度，在SAW濾波器的通頻帶中相位成為大致0度，在頻率高的頻帶內相位成為-180度，從而能夠在不使用雙工器、開關的情況下，使頻帶離得較遠的信號在保持端口間隔離性的狀態下進行合分波。

《其他實施方式》

在以上所示的幾個實施方式中，示出了由三個電容元件C1、C2、C3構成對變壓器的阻抗進行調整的阻抗調整用電路的示例。由于阻抗調整用電路是用于對由作為變壓器的寄生成分的并聯電感成分以及串聯電感成分所引起的阻抗的位移進行修正或者主動地進行修正的電路，因此并不限定于三個電容元件。只要通過與變壓器并聯或串聯給定的電抗元件，來對變壓器T的阻抗進行微調即可。

此外，在以上所示的各實施方式中，第1電容元件C1、第2電容元件C2并不僅限定于線圈的線間電容，也可以由線圈以外的導體圖案構成。而且，也可以連接作為外置部件的電容器。此外，第3電容元件C3并不僅限定于線圈間電容，也可以由線圈以外的導體圖案構成。而且，也可以連接作為外置部件的電容器。

最后，上述實施方式的說明在全部方面均為例示性的，并非限制性的。對于本領域的技術人員而言，能夠適當進行變形以及變更。例如，能夠進行不同實施方式中所示出的構成的局部的置換或者組合。本發明的范圍通過權利要求書來示出，而并非上述實施方式。而且，在本發明的范圍中有意識地包含與權利要求書等同的含義以及范圍內的所有變更。

符號說明

C1…第1電容元件

C2…第2電容元件

C3…第3電容元件

C4、C5、C6、C7…電容元件

CA…線圈卷繞軸

GND…地線端子

HPF…高通濾波器

IT…理想變壓器

L1…第1線圈

L1A1、L1A2、L1A3、L1A4、L1A5…導體

L1B1、L1B2…導體

L1C…導體

L2…第2線圈

L2A1、L2A2、L2A3、L2A4、L2A5…導體

L2B1、L282…導體

L2C…導體

L3、L4、L5…電感元件

La、Lc…串聯寄生電感成分

Lb…并聯寄生電感成分

Lp…第1線圈

Ls…第2線圈

LPF…低通濾波器

NC…空閑端子

P1…第1端口

P2…第2端口

Pc…共用端口

Pr1、Pr2、Pr3、Pr4…獨立端口

SAWa、SAWb、SAWc、SAWd…SAW濾波器

S1～S13…基材

SR…LC串聯電路

T…變壓器

T1、T2…端子

V1～V12…過孔導體

1…天線

11、13、15、16、18…移相器

19、19a、19b、19c、19d…移相器

30…移相電路

40…天線匹配電路

41、42、43…阻抗匹配電路部

50…供電電路

51…通信電路

52…基帶電路

53…應用處理器

54…輸入輸出電路

61、62…高通濾波器

63…低通濾波器

71…第1高頻電路

72…阻抗匹配電路

73…移相器

74…第2高頻電路

100…層疊體

109…雙工器(合分波器)

109P…比較例的雙工器

110…多路復用器(合分波器)

200…通信終端裝置