一種可重構RC自動校準復數帶通濾波器的制作方法

本實用新型涉及集成電路技術領域，具體地講，是涉及一種可重構RC自動校準復數帶通濾波器。

背景技術：

當今無線通訊系統接收機芯片中，為了實現高度的集成化，通常采用零中頻接收機(Zero IF)和低中頻接收機(Low IF)。零中頻接收機較好的解決了鏡像信號的干擾問題，但是會受到直流偏移及1/f噪聲的影響；低中頻接收機下變頻后的中頻信號沒有直流分量，因此可避免直流偏移及1/f噪聲的問題，但是會受到鏡像信號(Image Signal)的干擾，因此對鏡像信號的抑制和濾波是低中頻接收機需要處理的重要問題。

低中頻接收機芯片架構在無線通訊領域已經獲得廣泛的應用，為了對鏡像信號進行濾波，現階段最普遍的做法是如圖1所示接收機采用正交下變頻結構，使中頻有用信號和鏡像信號分別位于正負頻率的對稱位置，再通過復數濾波器來處理該中頻正交信號(IQ Signal)，利用復數濾波器對正負頻率分量不同的幅頻響應特性濾除鏡像干擾信號。此外接收機為了使模數轉換(ADC)前的信號幅度穩定，會采用自動增益控制(AGC)，通常是根據信號幅度大小動態的控制中頻可變增益放大電路(VGA)的增益，因此為了減小芯片的面積，要求復數濾波器同時具有增益控制功能。

發射機芯片的設計上，目前應用最廣泛的就是如圖1所示的直接上變頻結構，數字基帶信號首先由數模轉換電路(DAC)轉換為模擬信號，再經過低通濾波器(LPF)進行濾波和整形，然后由正交上變頻器調制到射頻頻率，最后由功率放大器發射出去。由圖1的收發機芯片系統結構圖可知，系統中存在兩個中頻濾波器，一個接收復數濾波器，一個發射低通濾波器，由于這兩個濾波器的工作頻率都很低，因此電路會占用較多的芯片面積。在很多無線收發應用中，收發機的工作模式為半雙工模式，典型的例子是對講機系統，該模式的收發機芯片在同一時刻只能接收信號或者只能發射信號，因此在設計時可以通過將接收和發射濾波器重構共用以達到減小芯片面積和成本的目的。

實際半導體芯片制造工藝中，集成的電阻，電容以及有源器件MOS管等都會產生工藝偏差，最多偏差可達到20％，同時器件也會受到溫度，電壓等環境因數的影響而產生偏差，這些偏差最終將導致復數濾波器的帶寬和中心頻率發生改變，特別是對于窄帶無線通信系統來說可能導致有用信號完全處于濾波器的通頻帶以外，使信號發生嚴重衰減，甚至被完全濾除，嚴重影響接收機的信噪比和數據通信誤碼率。因此芯片上集成的復數濾波器必須具有自動校準功能，通過校準系統自動校準RC時間常數，使濾波器的中心頻率和帶寬始終保持恒定。

技術實現要素：

為克服現有技術中的上述問題，本實用新型提供一種可重構RC自動校準復數帶通濾波器，其既能夠有效濾除接收機中的鏡像信號，又能夠通過開關控制重構為發射機使用的低通濾波器，實現濾波器的收發共用，有效減小芯片面積。

為了實現上述目的，本實用新型采用的技術方案如下：

一種可重構RC自動校準復數帶通濾波器，包括接收并輸出兩路正交信號的可重構復數帶通濾波電路，根據時鐘頻率CLK產生RC時間常數的相對大小DIR信號和停止校準STOP信號的RC校準模擬電路，以及接收該相對大小DIR信號和停止校準STOP信號并向可重構復數帶通濾波電路和RC校準模擬電路均輸出S[N:0]信號的數字雙向計數器模塊，其中，所述可重構復數帶通濾波電路由N級雙二階復數濾波單元級聯而成，每級雙二階復數濾波單元均接收一個完整的S[N:0]信號。

進一步地，所述雙二階復數濾波單元包括構造完全相同的上二階有源RC低通濾波器和下二階有源RC低通濾波器，以及連接于上二階有源RC低通濾波器和下二階有源RC低通濾波器之間的用于中心頻率搬移的串聯的反饋電阻Rf和重構開關SW，其中，上二階有源RC低通濾波器和下二階有源RC低通濾波器分別各自接入和輸出一路正交信號；所述串聯的反饋電阻Rf和重構開關SW有四組，分別連接于上二階有源RC低通濾波器的第一階輸入端和下二階有源RC低通濾波器的第一階輸出端之間、下二階有源RC低通濾波器的第一階輸入端和上二階有源RC低通濾波器的第一階輸出端之間、上二階有源RC低通濾波器的第二階輸入端和下二階有源RC低通濾波器的第二階輸出端之間、下二階有源RC低通濾波器的第二階輸入端和上二階有源RC低通濾波器的第二階輸出端之間。

進一步地，所述上二階有源RC低通濾波器由構成二階的兩個全差分運算放大器OPA、兩個輸入電阻R1、四個反饋電阻R、四個反饋電容陣列C和兩個品質因數調節電阻R2組成，其中，兩個輸入電阻R1分別連接于第一階全差分運算放大器OPA的正輸入端和負輸入端并分別接入該路正交信號對應的正負信號；四個反饋電阻R分別在第一階OPA正輸入端和第二階OPA負輸出端之間、第一階OPA負輸入端和第二階OPA正輸出端之間、第一階OPA負輸出端和第二階OPA負輸入端之間、第一階OPA正輸出端和第二階OPA正輸入端之間各連接一個；四個反饋電容陣列C分別在同一階的正輸入端和負輸出端之間、同一階的負輸出端和正輸入端之間各連接一個；兩個品質因數調節電阻R2分別與第二階OPA上連接的兩個反饋電容陣列C并聯。通過分別調整每級雙二階復數濾波單元的截止頻率f_Bw和品質因數Q可以得到切比雪夫、巴特沃斯、高斯等不同特性的整體濾波器幅頻響應曲線。當重構開關SW處于斷開狀態時，該雙二階復數濾波單元配置為兩個二階有源RC低通濾波器。其截止頻率為1/2πRC，通過調整RC的取值可以得到系統所要求的低通濾波器帶寬；濾波器的品質因數Q＝R2/R，其可以控制濾波器的過沖范圍，通過調整電阻R2的取值可以優化濾波器的品質因數；濾波器的增益G＝R/R1，R1為開關控制的可變電阻，通過控制R1的阻值可以實現濾波器增益的控制，完成中頻可變增益放大電路(VGA)的功能。當重構開關SW處于閉合狀態時，該雙二階復數濾波單元配置為復數帶通濾波器，用于接收機的帶通濾波和鏡像信號抑制濾波，此時一路正交I信號通道的一OPA正輸出端通過反饋電阻Rf反饋到另一路正交Q信號通道的同階OPA的負輸入端，正交I信號通道的一OPA負輸出端通過反饋電阻Rf反饋到正交Q信號通道的同階OPA的正輸入端，正交Q信號通道的OPA輸出以相同方式反饋到正交I信號通道的OPA輸入。反饋電阻Rf具有復數頻率搬移作用，能夠將二階有源RC低通濾波器的中心頻率從0頻率搬移到f₀＝1/2πR_fC的頻率處，此時復數帶通濾波器的帶寬變為2倍低通截止頻率，即f_Bw＝1/πRC，因此通過調節RC的取值可以獲得系統所需的帶通濾波器帶寬，通過調節Rf的阻值可以調節帶通濾波器的中心頻率。綜上所述，本實用新型中的可重構復數帶通濾波電路可獨立的調節其帶寬、中心頻率、品質因數和增益，具有極高的靈活性，為了消除半導體制造工藝對電阻阻值的偏差影響，復數帶通濾波器中所有的電阻R、R1、R2和Rf都采用相同電阻類型，同時每個電阻都由標準單位電阻R0通過串聯和并聯的方式得到所需阻值，因此所有電阻之間成嚴格的比例關系，只需校準其中一個電阻則可完成所有電阻的校準。

更進一步地，所述電容陣列由1個主電容支路和N+1個開關電容支路并聯構成，其中，主電容支路配置為主電容C1，開關電容支路由支路電容C_1N和受S[N:0]信號控制的二進制開關S<N>串聯構成；所述支路電容C_1N的容值為主電容容值的2^N倍，所述二進制開關S<N>與S[N:0]信號的相應位bit對應。

具體地于，所述RC校準模擬電路包括負輸入端接入參考電壓Vref的運算放大器OPA1，柵極與運算放大器OPA1輸出端連接且漏接與運算放大器OPA1正輸入端連接的晶體管M3，柵極與晶體管M3柵極連接的晶體管M4，源極均接入供電VDD且柵極相連并與晶體管M3源極連接的晶體管M1和M2，晶體管M1漏極與晶體管M3源極連接，晶體管M2漏極與晶體管M4源極連接，一端連接晶體管M3漏極且另一端接地GND的電阻R3，一端連接晶體管M4漏極且另一端接地的反饋電容陣列C，與反饋電容陣列C并聯的可控開關SW1，負輸入端連接晶體管M4漏極且正輸入端接入參考電壓Vref的比較器CMP，接入時鐘頻率CLK且輸入端與比較器CMP輸出端連接的第一D觸發器DFF1，與第一D觸發器DFF1輸出端連接并輸出DIR信號的反相器，接入時鐘頻率CLK且輸入端與第一D觸發器DFF1輸出端連接的第二D觸發器DFF2，分別連接第一D觸發器DFF1和第二D觸發器DFF2的輸出端并輸出STOP信號的異或門XOR，其中，第一D觸發器DFF1和第二D觸發器DFF2還作用于可控開關SW1。該反饋電容陣列C的結構與前述雙二階復數濾波單元中的反饋電容陣列的結構完全相同。所述晶體管M1、M3和電阻R3對運算放大器OPA1產生負反饋作用，使得OPA1的正輸入端電壓與參考電壓Vref相等，因此流過電阻R3的參考電流I₁＝V_ref/R，通過鏡像的晶體管M2、M4對流過M1和M3的參考電流進行鏡像操作以后，等到反饋電容陣列C的充電電流I₂＝I₁＝V_ref/R，采用可控開關SW1控制該反饋電容陣列C進行周期性充放電，在正半周期開關閉合對反饋電容陣列C進行放電操作。由電容的充電理論可知在充電周期時，反饋電容陣列C上極板的電壓會從0電位開始以固定的斜率不斷上升，在充電周期結束前達到最高電壓，此時電壓為V_B＝I₂T_CLK/2C＝V_refT_CLK/2RC，再通過比較器CMP與參考電壓Vref進行比較，反饋電容陣列C充電結束時刻的比較結果通過第一D觸發器DFF1在時鐘頻率CLK信號的上升沿時刻進行鎖存，DFF1的輸出信號經過反相器后作為DIR信號輸出給所述數字雙向計數器模塊進行計數操作，DIR為‘0’時進行減1計數，DIR為‘1’時進行加1計數，最終計數器的輸出S[N:0]信號反饋回來控制反饋電容陣列C中的二進制開關。在RC校準完成時，反饋電容陣列C上極板的電壓在充電結束時刻與參考電壓Vref相等，即V_B＝V_refT_CLK/2RC＝V_ref，由該等式可得RC＝T_CLK/2，因此通過調節CLK的時鐘周期T_CLK就能完成對RC時間常數的校準。當校準完成時，DIR信號在每個CLK周期都會發生‘0’和‘1’之間的翻轉，因為在校準的臨界狀態，當DIR為‘1’時，S[N:0]加1會使RC時間常數太大，使下一周期的DIR變為‘0’，當DIR為‘0’時，S[N:0]減1會使RC時間常數太小，使下一周期的DIR變為‘1’，因此根據此規律將DFF1的輸出信號經過DFF2延時一個時鐘周期以后再將其輸入和輸出信號進行異或門XOR操作，得到RC校準完成后標志信號STOP信號，校準過程中STOP信號一直保持為‘0’，當STOP信號由‘0’變為‘1’時表示校準完成，此時數字雙向計數器模塊開始統計時鐘周期數，當超過3個時鐘周期STOP信號都保持為‘1’時，則停止計數，保持S[N:0]信號輸出不變，校準完成。該RC校準模擬電路中電阻R3與復數帶通濾波器中的電阻R完全相同，以此來校準半導體工藝偏差和溫度等環境因數造成的RC時間常數偏差，因為復數帶通濾波器中所有的電阻都成嚴格的比例關系，因此濾波器的通頻帶寬帶和中心頻率都將同步完成校準。

更具體地，所述數字雙向計數器模塊為一個N+1位的加減計數器，根據RC校準模擬電路的輸出DIR信號和STOP信號進行相應的加1或減1計數。校準系統復位以后，STOP信號輸出‘0’，校準過程中STOP信號一直保持為‘0’，此時數字雙向計數器模塊每個CLK周期根據DIR的值進行加減計數，DIR為‘0’時進行減1計數，DIR為‘1’時進行加1計數，最終計數器的輸出S[N:0]信號反饋到RC校準模擬電路和復數帶通濾波器電路中控制反饋電容陣列C的二進制開關。當STOP信號變為‘1’時，為了確保系統不受干擾信號的影響，保證校準的正確完成，數字雙向計數器會統計STOP信號維持為‘1’的時鐘周期數，當統計的時鐘周期數大于3時，系統認為校準正確完成，此時數字雙向計數器停止計數，維持最后的S[N:0]信號輸出，復數帶通濾波器的通頻帶寬帶和中心頻率校準到理想設定值。

與現有技術相比，本實用新型具有以下有益效果：

本實用新型巧妙設計了可重構復數帶通濾波電路，既能夠有效濾除接收機中的鏡像信號，又能通過開關控制重構為發射機使用的低通濾波器，實現濾波器的收發共用，有效減小芯片面積；同時電路還能夠通過自動校準RC時間常數的方法消除工藝偏差和電壓、溫度等的變化對濾波器頻率特性的影響，使濾波器中心頻率和帶寬保持恒定，其設計結構巧妙，整體構成較為簡潔，成本較低，效果較好，具有廣泛的應用前景，適合推廣應用。

附圖說明

圖1為現有技術中低中頻架構收發機芯片系統框圖。

圖2為本實用新型的電路原理圖。

圖3為本實用新型中可重構復數帶通濾波電路的原理框圖。

圖4為本實用新型中雙二階復數濾波單元的電路原理圖。

圖5為本實用新型中反饋電容陣列C的電路原理圖。

圖6為本實用新型中RC校準模擬電路的電路原理圖。

圖7為本實用新型中復數帶通濾波器的頻率響應曲線圖。

具體實施方式

下面結合附圖和實施例對本實用新型作進一步說明，本實用新型的實施方式包括但不限于下列實施例。

實施例

一種數字對講機系統射頻收發機采用如圖1所示的低中頻系統架構，接收機采用正交下變頻結構，100KHz中頻信號通過復數帶通濾波器濾除鏡像干擾信號，同時具有增益調節功能，能夠實現自動增益控制AGC；發射機采用直接上變頻結構，通過重構復數帶通濾波器為低通濾波器用于發射基帶信號的濾波。

如圖2至圖7所示，本實用新型正是正對該可重構RC自動校準復數帶通濾波器作出的改進，其具體包括接收并輸出兩路正交信號的可重構復數帶通濾波電路，根據時鐘頻率CLK產生RC時間常數的相對大小DIR信號和停止校準STOP信號的RC校準模擬電路，以及接收該相對大小DIR信號和停止校準STOP信號并向可重構復數帶通濾波電路和RC校準模擬電路均輸出S[N:0]信號的數字雙向計數器模塊等三個部分，其中，所述可重構復數帶通濾波電路由N級雙二階復數濾波單元級聯而成，每級雙二階復數濾波單元均接收一個完整的S[N:0]信號。該三部分共同協調工作，實現濾波器功能，基準后的復數帶通濾波器的幅頻率響應曲線如圖7所示，中心頻率為100KHz，3dB帶寬為12.5KHz，鏡像信號抑制度為43dBc。本實施例中N取值5。

進一步地，所述雙二階復數濾波單元包括構造完全相同的上二階有源RC低通濾波器和下二階有源RC低通濾波器，以及連接于上二階有源RC低通濾波器和下二階有源RC低通濾波器之間的用于中心頻率搬移的串聯的反饋電阻Rf和重構開關SW，其中，上二階有源RC低通濾波器和下二階有源RC低通濾波器分別各自接入和輸出一路正交信號，如上路為正交I信號，輸入為IIP和IIN，輸出為IOP和ION，下路為正交Q信號，輸入為QIP和QIN，輸出為QOP和QON；所述串聯的反饋電阻Rf和重構開關SW有四組，分別連接于上二階有源RC低通濾波器的第一階輸入端和下二階有源RC低通濾波器的第一階輸出端之間、下二階有源RC低通濾波器的第一階輸入端和上二階有源RC低通濾波器的第一階輸出端之間、上二階有源RC低通濾波器的第二階輸入端和下二階有源RC低通濾波器的第二階輸出端之間、下二階有源RC低通濾波器的第二階輸入端和上二階有源RC低通濾波器的第二階輸出端之間。

進一步地，所述上二階有源RC低通濾波器由構成二階的兩個全差分運算放大器OPA、兩個輸入電阻R1、四個反饋電阻R、四個反饋電容陣列C和兩個品質因數調節電阻R2組成，其中，兩個輸入電阻R1分別連接于第一階全差分運算放大器OPA的正輸入端和負輸入端并分別接入該路正交信號對應的正負信號；四個反饋電阻R分別在第一階OPA正輸入端和第二階OPA負輸出端之間、第一階OPA負輸入端和第二階OPA正輸出端之間、第一階OPA負輸出端和第二階OPA負輸入端之間、第一階OPA正輸出端和第二階OPA正輸入端之間各連接一個；四個反饋電容陣列C分別在同一階的正輸入端和負輸出端之間、同一階的負輸出端和正輸入端之間各連接一個；兩個品質因數調節電阻R2分別與第二階OPA上連接的兩個反饋電容陣列C并聯。通過分別調整每級雙二階復數濾波單元的截止頻率f_Bw和品質因數Q可以得到巴特沃斯特性的整體濾波器幅頻響應曲線，其通頻帶帶寬為12.5KHz，中心頻率為100KHz。當重構開關SW處于斷開狀態時，該雙二階復數濾波單元配置為兩個二階有源RC低通濾波器。其截止頻率為6.25KHz；濾波器的品質因數Q＝R2/R；濾波器的增益G＝R/R1，R1為開關控制的可變電阻，通過控制R1的阻值可以實現濾波器增益的控制，完成中頻可變增益放大電路(VGA)的功能。當重構開關SW處于閉合狀態時，該雙二階復數濾波單元配置為復數帶通濾波器，用于接收機的帶通濾波和鏡像信號抑制濾波，此時一路正交I信號通道的一OPA正輸出端通過反饋電阻Rf反饋到另一路正交Q信號通道的同階OPA的負輸入端，正交I信號通道的一OPA負輸出端通過反饋電阻Rf反饋到正交Q信號通道的同階OPA的正輸入端，正交Q信號通道的OPA輸出以相同方式反饋到正交I信號通道的OPA輸入。反饋電阻Rf具有復數頻率搬移作用，能夠將二階有源RC低通濾波器的中心頻率從0頻率搬移到100KHz的頻率處，此時復數帶通濾波器的帶寬變為2倍低通截止頻率12.5KHz。綜上所述，本實用新型中的可重構復數帶通濾波電路可獨立的調節其帶寬、中心頻率、品質因數和增益，具有極高的靈活性，為了消除半導體制造工藝對電阻阻值的偏差影響，復數帶通濾波器中所有的電阻R、R1、R2和Rf都采用相同電阻類型，同時每個電阻都由標準單位電阻R0通過串聯和并聯的方式得到所需阻值，因此所有電阻之間成嚴格的比例關系，只需校準其中一個電阻則可完成所有電阻的校準。

更進一步地，所述電容陣列由1個主電容支路和N+1個開關電容支路并聯構成，其中，主電容支路配置為主電容C1，開關電容支路由支路電容C_1N和受S[N:0]信號控制的二進制開關S<N>串聯構成；所述支路電容C_1N的容值為主電容容值的2^N倍，所述二進制開關S<N>與S[N:0]信號的相應位bit對應。本實施例中N＝5。

具體地于，所述RC校準模擬電路包括負輸入端接入參考電壓Vref的運算放大器OPA1，柵極與運算放大器OPA1輸出端連接且漏接與運算放大器OPA1正輸入端連接的晶體管M3，柵極與晶體管M3柵極連接的晶體管M4，源極均接入供電VDD且柵極相連并與晶體管M3源極連接的晶體管M1和M2，晶體管M1漏極與晶體管M3源極連接，晶體管M2漏極與晶體管M4源極連接，一端連接晶體管M3漏極且另一端接地GND的電阻R3，一端連接晶體管M4漏極且另一端接地的反饋電容陣列C，與反饋電容陣列C并聯的可控開關SW1，負輸入端連接晶體管M4漏極且正輸入端接入參考電壓Vref的比較器CMP，接入時鐘頻率CLK且輸入端與比較器CMP輸出端連接的第一D觸發器DFF1，與第一D觸發器DFF1輸出端連接并輸出DIR信號的反相器，接入時鐘頻率CLK且輸入端與第一D觸發器DFF1輸出端連接的第二D觸發器DFF2，分別連接第一D觸發器DFF1和第二D觸發器DFF2的輸出端并輸出STOP信號的異或門XOR，其中，第一D觸發器DFF1和第二D觸發器DFF2還作用于可控開關SW1。該反饋電容陣列C的結構與前述雙二階復數濾波單元中的反饋電容陣列的結構完全相同。所述晶體管M1、M3和電阻R3對運算放大器OPA1產生負反饋作用，使得OPA1的正輸入端電壓與參考電壓Vref相等，因此流過電阻R3的參考電流I₁＝V_ref/R，通過鏡像的晶體管M2、M4對流過M1和M3的參考電流進行鏡像操作以后，等到反饋電容陣列C的充電電流I₂＝I₁＝V_ref/R，采用可控開關SW1控制該反饋電容陣列C進行周期性充放電，在正半周期開關閉合對反饋電容陣列C進行放電操作。由電容的充電理論可知在充電周期時，反饋電容陣列C上極板的電壓會從0電位開始以固定的斜率不斷上升，在充電周期結束前達到最高電壓，此時電壓為V_B＝I₂T_CLK/2C＝V_refT_CLK/2RC，再通過比較器CMP與參考電壓Vref進行比較，反饋電容陣列C充電結束時刻的比較結果通過第一D觸發器DFF1在時鐘頻率CLK信號的上升沿時刻進行鎖存，DFF1的輸出信號經過反相器后作為DIR信號輸出給所述數字雙向計數器模塊進行計數操作，DIR為‘0’時進行減1計數，DIR為‘1’時進行加1計數，最終計數器的輸出S[5:0]信號反饋回來控制反饋電容陣列C中的二進制開關。在RC校準完成時，反饋電容陣列C上極板的電壓在充電結束時刻與參考電壓Vref相等，即V_B＝V_refT_CLK/2RC＝V_ref，由該等式可得RC＝T_CLK/2，因此通過調節CLK的時鐘周期T_CLK就能完成對RC時間常數的校準。當校準完成時，DIR信號在每個CLK周期都會發生‘0’和‘1’之間的翻轉，因為在校準的臨界狀態，當DIR為‘1’時，S[5:0]加1會使RC時間常數太大，使下一周期的DIR變為‘0’，當DIR為‘0’時，S[N:0]減1會使RC時間常數太小，使下一周期的DIR變為‘1’，因此根據此規律將DFF1的輸出信號經過DFF2延時一個時鐘周期以后再將其輸入和輸出信號進行異或門XOR操作，得到RC校準完成后標志信號STOP信號，校準過程中STOP信號一直保持為‘0’，當STOP信號由‘0’變為‘1’時表示校準完成，此時數字雙向計數器模塊開始統計時鐘周期數，當超過3個時鐘周期STOP信號都保持為‘1’時，則停止計數，保持S[5:0]信號輸出不變，校準完成。該RC校準模擬電路中電阻R3與復數帶通濾波器中的電阻R完全相同，以此來校準半導體工藝偏差和溫度等環境因數造成的RC時間常數偏差，因為復數帶通濾波器中所有的電阻都成嚴格的比例關系，因此濾波器的通頻帶寬帶和中心頻率都將同步完成校準。

更具體地，所述數字雙向計數器模塊為一個6位的加減計數器，根據RC校準模擬電路的輸出DIR信號和STOP信號進行相應的加1或減1計數。校準系統復位以后，STOP信號輸出‘0’，校準過程中STOP信號一直保持為‘0’，此時數字雙向計數器模塊每個CLK周期根據DIR的值進行加減計數，DIR為‘0’時進行減1計數，DIR為‘1’時進行加1計數，最終計數器的輸出S[5:0]信號反饋到RC校準模擬電路和復數帶通濾波器電路中控制反饋電容陣列C的二進制開關。當STOP信號變為‘1’時，為了確保系統不受干擾信號的影響，保證校準的正確完成，數字雙向計數器會統計STOP信號維持為‘1’的時鐘周期數，當統計的時鐘周期數大于3時，系統認為校準正確完成，此時數字雙向計數器停止計數，維持最后的S[5:0]信號輸出，復數帶通濾波器的通頻帶寬帶校準到12.5KHz，中心頻率校準到100KHz。

上述實施例僅為本實用新型的優選實施例，并非對本實用新型保護范圍的限制，但凡采用本實用新型的設計原理，以及在此基礎上進行非創造性勞動而作出的變化，均應屬于本實用新型的保護范圍之內。