KU波段低噪聲放大器的制作方法

本發明涉及低噪聲放大器，具體是涉及KU波段低噪聲放大器。

背景技術：

射頻接收機位于天線下一級，負責接收信號并對信號進行放大、混頻、濾波等之后傳遞給基帶進行處理。圖1為傳統的超外插式接收機結構框圖，其中低噪聲放大器(LNA)位于接收機的最前端，是射頻接收系統中第一個有源電路，其直接接收來自天線的有用信號，同時可以有效的抑制噪聲信號的放大，將有用信號放大后傳遞給后級電路進行處理，因此LNA是整個射頻接收系統非常關鍵的模塊，直接決定了接收機的信號靈敏度。當接收信號很小時，LNA能夠以很小的附加噪聲將有用信號進行放大，當輸入信號很大時，LNA可以無失真的對信號進行接收，LNA的噪聲系數必須越小越好，同時要求具有一定的增益，其需要與前后級形成良好的匹配，除此之外還需要考慮穩定性系數，線性度等指標。

在LNA電路設計中通常選用源極電感負反饋結構來滿足一個電阻性的輸入阻抗，以便與前級形成良好的阻抗匹配。通常考慮以下三種電路拓撲結構：共柵放大器源極電感負反饋結構、反相器放大器源極電感負反饋結構和共源共柵放大器源極電感負反饋結構，其中共源共柵放大器源極電感負反饋結構可以有效降低彌勒效應對放大器的性能的影響，具備良好的反向隔離性，并且其輸入輸出匹配簡單，因此該種結構是目前LNA設計中普遍采用的結構。

共柵結構電感源級負反饋低噪聲放大器如圖2所示，其中C₁是隔直電容，防止直流分量進入晶體管，當射頻輸入時其相當于短路，并參與輸入匹配；C₂為輸出端至下一級的寄生電容，我們一般取為0.5pF，它也將參與輸出匹配；L_s為源極串聯電感，其在工作頻率時與晶體管源極的寄生電容發生諧振，L_d為漏極串聯電感，其在工作頻率時與晶體管漏極的寄生電容發生諧振。Y_L是放大器的負載，一般為0.02S，即提供50歐姆的輸出電阻。

反相器結構電感源級負反饋低噪聲放大器如圖3所示。該種電路結構利用了電流復用技術，晶體管M1和M2類型相反，以反相器的形式將柵極連接在一起，可以在低電流的情況下獲得較大的電路跨導g_m，同時實現較高的電路截止頻率ω_T。其中兩個源極電感L_s1、L_s2和柵極電感L_g配合使用，產生源極負反饋；其輸出端需要增加匹配網絡之后與后級相連。

共源共柵級聯電感源級負反饋低噪聲放大器(cascode結構)如圖4所示，其中晶體管M1源極與電感Ls相連，形成電感源極負反饋，該級主要是可以提供良好的輸入匹配和噪聲系數；同時M1作為M2的源極負載出現，而M2則相當于共柵LNA結構，該級是為了提供足夠的增益，同時抑制共源級晶體管的柵漏寄生電容，使得輸入和輸出端很好隔離，提高LNA的穩定性，同時增強噪聲性能。由于該結構可以有效降低彌勒效應對放大器的性能的影響，具備良好的反向隔離性，并且其輸入輸出匹配簡單，因此該種共源共柵源極負反饋結構是目前LNA設計中普遍采用的基本結構。

總體來講單端LNA其優點是功耗低，三階交調失真小，然而也存在很多問題，其中最主要的問題是其輸入阻抗受源極寄生電感的影響嚴重。

KU波段的頻率受國際有關法律保護，KU頻段下行從10.7到12.75GHz，上行從12.75到18.1GHz。KU波段衛星單轉發器功率一般比較大，多采用賦形波束覆蓋，衛星EIRP較大，加上KU波段接收天線效率高于C波段接收天線，因此接收KU波段衛星節目的天線口徑遠小于C波段，從而可有效地降低接收成本，方便個體接收。KU波段衛星廣播的主要特點：(1)C波段衛星廣播遭受地面微波等干擾源的同頻干擾比較嚴重，而KU波段的地面干擾很小，KU波段頻率高，一般在12.5～18GHz之間，不易受微波輻射干擾，大大地降低了對接收環境的要求；(2)接收KU波段的天線口徑尺寸小，便于安裝也不易被發現；(3)KU頻段寬，能傳送多種業務與信息；(4)KU波段下行轉發器發射功率大(大約在100W以上)，能量集中，方便接收；KU波段衛星數字廣播上行系統要適合于數字傳輸的特殊要求，這就要求上行系統要有更低的相位噪聲、更好地幅頻特性和群時延特性。

申請號201310648430.X，發明創造名稱“一種實現片上輸入輸出50歐姆匹配的低噪聲放大器”公開了一種實現片上輸入輸出50歐姆匹配的低噪聲放大器，包括輸入輸出匹配電路、共源共柵放大電路和旁路電容；所述放大電路采用典型的源極電感負反饋的共源共柵結構，采用Chrt0.18μm RF CMOS工藝實現了片上的輸入輸出50歐姆匹配的電路設計。此電路采用傳統Si基cmos工藝為基礎的晶體管器件組成，但在KU波段下不能夠有效工作。

技術實現要素：

為克服上述現有技術存在的缺陷，本發明提供一種KU波段低噪聲放大器，包括第一級共源共柵級聯電感源級負反饋結構、級間匹配網絡、第二級共源共柵級聯電感源級負反饋結構，所述的第一級共源共柵級聯電感源級負反饋結構通過級間匹配網絡和第二級共源共柵級聯電感源級負反饋結構相連接；所述的第一級共源共柵級聯電感源級負反饋結構包括輸入匹配網絡、第一級共源共柵結構放大電路，所述的輸入匹配網絡和第一級共源共柵結構放大電路連接，以實現低噪聲放大器的噪聲系數≦1.2dB；所述的第二級共源共柵級聯電感源級負反饋結構包括第二級共源共柵結構放大電路、輸出匹配網絡，所述的第二級共源共柵放大結構和輸出匹配網絡連接，以實現低噪聲放大器的增益≧20dB。

優選地，輸入匹配網絡包括輸入電阻R1、第一電容C1、第二電容C2、第一電感L1、第二電感L2；輸入電阻R1一端接地，另一端連接第一電容C1，第一電容C1另一端和第一電感L1連接；第一電感L1另一端和所述的第二電容C2連接；第二電容C2另一端接地；第二電感L2一端接地，另一端和第一級共源共柵結構放大電路相連接。

優選地，第一級共源共柵結構放大電路包括第一共源級晶體管T1、第一共柵級晶體管T2和第三電感L3；共源級晶體管T1的柵端和第一電容C1、第一電感L1均相連接，其源端和第二電感L2相連接，其漏端和第一共柵級晶體管T2的源端連接；第一共柵級晶體管T2的柵端通過第三電感L3和其漏端相連接。

優選地，級間匹配網絡包括第三電容C3、第四電容C4、第四電感L4；第三電容C3的一端和第一共源級晶體管T1的漏端、第一共柵級晶體管T2的漏端均相連接，另一端和第四電感L4連接；第四電感L4的另一端和第四電容C4連接；第四電容C4另一端接地。

優選地，第二級共源共柵結構放大電路包括第五電感L5、第七電感L7、第二共源級晶體管T4、第二共柵級晶體管T3；第五電感L5一端接地，另一端和第二共源級晶體管T4的源端連接；第二共源級晶體管T4的柵端和第四電感L4、第四電容C4均相連接，其漏端和第二共柵級晶體管T3、第七電感L7均相連接，第七電感L7另一端接地，第二共柵級晶體管T3的柵端通過輸出匹配網絡和其漏端連接。

優選地，輸出匹配網絡包括第五電容C5、第六電感L6、輸出電阻R2；第六電感L6一端和第二共柵級HEMT晶體管T3的柵端連接，另一端和第二共柵級晶體管T3的漏端連接；第五電容C5和第二共柵級晶體管T3的漏端、第六電感L6均相連接，另一端連接輸出電阻R2，所述的輸出電阻R2另一端接地。

優選地，第一共源級晶體管T1、所述的第一共柵級晶體管T2、所述的第二共源級晶體管T4、所述的第二共柵級晶體管T3均采用肖特基柵InAs/AlSb HEMT。

優選地，可實現片上輸入輸出50歐姆匹配。

優選地，L1是792.6pH，L2是130.0pH，L3是3.5nH，L4是613.7pH，L5是16.9pH，L6是1.1nH，L7是617.0pH，C1是10pF，C2是24.9fF，C3是20pF，C4是1.1pF，C5是6.7pF。

優選地，低噪聲放大器工作頻帶為12GHz～18GHz，電路滿足無條件穩定。

本發明的第一級共源共柵級聯電感源級負反饋結構(cascode結構)目的是為了實現較小的噪聲系數，第二級共源共柵級聯電感源級負反饋結構(cascode結構)目的是為了提供較大的增益，C1是輸入隔直電容，可以阻止直流信號進入晶體管造成損傷，其在射頻信號輸入時相當于短路，L2和L1分別為第一共源級HEMT晶體管T1的源極負反饋電感和柵極電感，R1、C1、L1、C2、L2共同組成該LNA的輸入匹配網絡。C3、L4、C4組成兩級cascode結構的級間匹配網絡。C5為LNA輸出端至下一級的寄生電容，L6為第二共柵級HEMT晶體管T4的漏極電感，其與T4管的漏極寄生電容發生諧振，L6、C5、R2組成了LNA的輸出匹配網絡。

AlSb材料與InAs材料晶格失配很小，兩種材料的能帶差約為1.27eV，可以形成很高的電子勢壘，有利于深電子勢阱的產生，使得InAs和AlSb形成的異質結構具備很高濃度的二維電子氣密度。因此以AlSb為勢壘層InAs為溝道層的InAs/AlSb高電子遷移率晶體管(HEMT)器件具備非常優異的物理性能，如高截止頻率、極低功耗和良好的噪聲性能等。

自從1987年，第一只InAs/AlSb HEMT晶體管誕生，到現在已經有近30年的發展歷史。2006年歐洲航天局著手開展InAs/AlSb HEMT器件研究，欲將InAs/AlSb HEMT用于深空探測接收機的放大器(LNA)中，在此浪潮的推動下，InAs/AlSb HEMT在科學家眼中得到了更多的重視，從而開展了更加專業的研究。本發明的晶體管均采用InAs/AlSb HEMT器件，該器件均采用傳統肖特基柵結構來制備。肖特基InAs/AlSb HEMT具備結構較為簡單、工藝可行性高等特點。由于InAs/AlSb HEMT器件溝道的禁帶寬度很窄，使得碰撞離化效應顯著，這將導致InAs/AlSb HEMT的輸出特性曲線出現Kink效應，同時產生很大的柵極泄漏電流，使得器件的功耗增加，可靠性下降。碰撞離化效應與頻率強相關，一般對于InAs/AlSb HEMT器件而言，碰撞離化效應在10GHz以下表現得非常明顯，但隨著頻率的繼續增加，其對器件性能的影響逐步減弱。在低頻處，碰撞離化效應將惡化器件的增益和噪聲，但會增加器件的跨導和輸出電導，漏源電容Cds將會有所降低，而柵源電容Cgs則會明顯提高，碰撞離化效使S22在低頻段呈感性，從而使得器件實際的工作性能遠不能達到理論預期。InAs/AlSb HEMT的主要噪聲源為溝道和柵極熱噪聲，以及柵極散粒噪聲。

本發明的KU波段低噪聲放大器的晶體管采用肖特基InAs/AlSb HEMT，利用其高電子遷移率的特性，在KU波段碰撞離化效應弱的特點，并根據肖特基InAs/AlSb HEMT在電路中特性，研究出采用兩級cascode結構級聯連接，并研究出適合的輸入匹配網絡、級間匹配網絡和輸出匹配網絡。該發明具有以下有益效果：

(1)增益(S21)最小為20dB，且具備良好的增益平坦度；

(2)在工作帶寬內，輸入匹配S11、輸出匹配S22噪聲系數小于-10dB，整個低噪聲放大器的噪聲≦1.2dB；

(3)在KU波段內K＞1，即電路滿足無條件穩定。

(4)匹配網絡在KU波段12GHz～18GHz工作頻帶內各頻點的性能得到均衡和優化。

(5)第一級共源共柵級聯電感源級負反饋結構(cascode結構)目的是為了實現較小的噪聲系數，第二級共源共柵級聯電感源級負反饋結構(cascode結構)目的是為了提供較大的增益，兩級cascode結構級聯連接，很好的滿足KU波段低噪聲放大器的工作需求。

附圖說明

圖1是超外插式接收機結構示意圖；

圖2是共柵結構電感源級負反饋低噪聲放大器的結構示意圖；

圖3是反相器結構電感源級負反饋低噪聲放大器的結構示意圖；

圖4是共源共柵級聯電感源級負反饋低噪聲放大器的結構示意圖；

圖5是KU波段低噪聲放大器的系統框圖；

圖6是KU波段低噪聲放大器的電路圖；

圖7是KU波段InAs/AlSb HEMT LNA噪聲系數仿真結果圖；

圖8是KU波段InAs/AlSb HEMT LNA增益仿真結果圖；

圖9是InAs/AlSb HEMT LNA噪聲圓與增益圓仿真圖；

圖10是S11的Smith圓圖形式模擬結果圖；

圖11是S11的仿真dB曲線圖；

圖12是S22的Smith圓圖形式模擬結果圖；

圖13是S22的仿真dB曲線；

圖14是LNA的穩定性仿真結果圖；

圖15是InAs/AlSb HEMT LNA穩定性系數K仿真結果圖。

具體實施方式

為更好的說明本發明，下面結合實施例詳細說明。

實施例一

如圖5所示，KU波段低噪聲放大器，包括第一級共源共柵級聯電感源級負反饋結構、級間匹配網絡、第二級共源共柵級聯電感源級負反饋結構，第一級共源共柵級聯電感源級負反饋結構通過級間匹配網絡和第二級共源共柵級聯電感源級負反饋結構相連接；第一級共源共柵級聯電感源級負反饋結構包括輸入匹配網絡、第一級共源共柵結構放大電路，輸入匹配網絡和第一級共源共柵結構放大電路連接，以實現低噪聲放大器的噪聲系數小于1.2dB；第二級共源共柵級聯電感源級負反饋結構包括第二級共源共柵結構放大電路、輸出匹配網絡，第二級共源共柵放大結構和輸出匹配網絡連接，以實現低噪聲放大器的增益≧20dB。

實施例二

如圖5、6所示，KU波段低噪聲放大器，包括第一級共源共柵級聯電感源級負反饋結構、級間匹配網絡、第二級共源共柵級聯電感源級負反饋結構，第一級共源共柵級聯電感源級負反饋結構通過級間匹配網絡和第二級共源共柵級聯電感源級負反饋結構相連接；第一級共源共柵級聯電感源級負反饋結構包括輸入匹配網絡、第一級共源共柵結構放大電路，輸入匹配網絡和第一級共源共柵結構放大電路連接，以實現低噪聲放大器的噪聲系數小于1.2dB；第二級共源共柵級聯電感源級負反饋結構包括第二級共源共柵結構放大電路、輸出匹配網絡，第二級共源共柵放大結構和輸出匹配網絡連接，以實現低噪聲放大器的增益≧20dB。

輸入匹配網絡包括第一電容C1、第二電容C2、第一電感L1、第二電感L2；第一電容C1一端連接輸入端，另一端和第一電感L1連接；第一電感L1另一端和第二電容C2連接；第二電容C2另一端接地；第二電感L2一端接地，另一端和第一級共源共柵結構放大電路相連接。

第一級共源共柵結構放大電路包括第一共源級HEMT晶體管T1、第一共柵級HEMT晶體管T2和第三電感L3；共源級HEMT晶體管T1的柵端和第一電容C1、第一電感L1均相連接，其源端和第二電感L2相連接，其漏端和第一共柵級HEMT晶體管T2的源端連接；第一共柵級HEMT晶體管T2的柵端通過第三電感L3和其漏端相連接。

級間匹配網絡包括第三電容C3、第四電容C4、第四電感L4；第三電容C3的一端和第一共源級HEMT晶體管T1的漏端、第一共柵級HEMT晶體管T2的漏端均相連接，另一端和第四電感L4連接；第四電感L4的另一端和第四電容C4連接；第四電容C4另一端接地。

第二級共源共柵結構放大電路包括第五電感L5、第七電感L7、第二共源級HEMT晶體管T4、第二共柵級HEMT晶體管T3；第五電感L5一端接地，另一端和第二共源級HEMT晶體管T4的源端連接；第二共源級HEMT晶體管T4的柵端和第四電感L4、第四電容C4均相連接，其漏端和第二共柵級HEMT晶體管T3、第七電感L7均相連接，第七電感L7另一端接地，第二共柵級HEMT晶體管T3的柵端通過輸出匹配網絡和其漏端連接。

輸出匹配網絡包括第五電容C5、第六電感L6；第六電感L6一端和第二共柵級HEMT晶體管T3的柵端連接，另一端和第二共柵級HEMT晶體管T3的漏端連接；第五電容C5和第二共柵級HEMT晶體管T3的漏端、第六電感L6均相連接，另一端接輸出端。

實施例三

如圖5、6所示，KU波段低噪聲放大器，其電路結構如實施例二，第一共源級HEMT晶體管T1、第一共柵級HEMT晶體管T2、第二共源級HEMT晶體管T4、第二共柵級HEMT晶體管T3均采用肖特基柵

InAs/AlSb HEMT。

實施例四

如圖5、6所示，KU波段低噪聲放大器，其電路結構如實施例二，第一共源級HEMT晶體管T1、第一共柵級HEMT晶體管T2、第二共源級HEMT晶體管T4、第二共柵級HEMT晶體管T3均采用肖特基柵InAs/AlSb HEMT，可實現片上輸入輸出50歐姆匹配。

實施例五

如圖5、6所示，KU波段低噪聲放大器，其電路結構如實施例二，第一共源級HEMT晶體管T1、第一共柵級HEMT晶體管T2、第二共源級HEMT晶體管T4、第二共柵級HEMT晶體管T3均采用肖特基柵InAs/AlSb HEMT，可實現片上輸入輸出50歐姆匹配，低噪聲放大器工作頻帶為12GHz～18GHz，電路滿足無條件穩定。

本實施例通過ADS2009A軟件對KU波段LNA電路進行仿真，利用ADS軟件中的goal插件設置優化值和優化目標對匹配電路進行優化設計。選取噪聲系數NF，增益Gain(S21)以及輸入輸出駐波比S11和S22為關鍵目標參數進行優化，首先選取的數值優化方法為radom隨機法，通過該方法計算出各元件的初始值，之后切換至Gradient梯度法對目標值進行進一步逼近，優化后的各元件值如表1所示。

表1KU波段InAs/AlSb HEMT LNA中各元件取值

利用ADS對KU波段InAs/AlSb HEMT LNA性能進行仿真，下面對仿真結果進行分析。

1、噪聲系數

如圖7所示，噪聲系數指標滿足設計要求。在12-18GHz頻帶范圍內，該LNA的噪聲系數NF(nf2)幾乎維持在1.1-1.2dB之間。在16-18GHz的高頻段范圍內，nf2和最小噪聲系數NFmin幾乎重合，說明在該頻段內通過匹配網絡的調節，噪聲基本已經達到最小。

以15.4GHz為例，LNA內部各元件貢獻噪聲電壓的大小采樣值如表2所示，發現各晶體管對噪聲貢獻的順序基本上是T1＞T3＞T4＞T2，可見第一級cascode的共源級晶體管T1作為整個LNA的第一個輸入貢獻了最多的噪聲電壓，這與級聯噪聲網絡噪聲特性保持一致；而對于第二級cascode結構，共源級HEMT T3對噪聲的貢獻大于共柵級HEMT T4；而第一級cascode結構中的共柵級HEMT T2管貢獻了最小的噪聲。(總的噪聲電壓并非每一項噪聲電壓的簡單疊加，而是各項噪聲電壓的均方和再開方)

表2KU波段InAs/AlSb HEMT LNA 15.4GHz頻率下各元件噪聲貢獻采

樣值列表

2、增益

如下圖8所示，在12-18GHz頻帶范圍內，該LNA的增益S21約為20dB，且增益平坦度指標良好，控制在±0.4dB范圍之內。仿真結果表明該LNA具備非常好的增益性能，滿足增益指標要求。

圖9為增益圓和噪聲圓的對比圖。圖中實線圓為不同頻率下的等噪聲圓，這里選取了1GHz為步進進行掃描。最外側由小圓圈組成的大圓為等增益圓。可見噪聲圓始終在增益圓內部，說明該LNA匹配電路設計合理，可以滿足最小噪聲和最大增益的共同要求。

3、反射系數(駐波比)

S11的模擬結果如圖10、11所示。其中，圖10為S11的Smith圓圖形式模擬結果，在12-18GHz內基本圍繞在Smith圓的圓心周圍；圖11為S11的仿真dB曲線，幾乎在全頻范圍內低于-10dB(其中在16GHz處S11低于-18dB，但在高頻點上S11表現稍差，在-9.2dB左右)。因此，總體來講該輸入匹配滿足發明目的。

S22的模擬結果如圖12、13所示。其中圖12為S22的Smith圓圖形式模擬結果，在12-18GHz內基本圍繞在Smith圓的圓心周圍；圖13為S22的仿真dB曲線，幾乎在全頻范圍內低于-10dB(其中在16.2GHz處S22達到-15dB，但在高頻點上則表現稍差，在-9.2dB左右)。因此，總體來講該輸出匹配基本滿足設計要求。

4、穩定性分析

LNA的穩定性仿真結果如圖14所示。在12-18GHz頻帶范圍內，穩定性系數K＞1，滿足絕對穩定條件，表明在該頻段內無論外加信號源如何響應均不會產生自激震蕩。另外，穩定性系數也可以用Muprime和Mu1曲線來衡量，當Mu1完全在Muprime之下時表示完全穩定，如圖15所示。因此該LNA滿足穩定性指標要求。

KU波段InAs/AlSb HEMT LNA采用了兩級共源共柵級聯電感源級負反饋級聯結構，其中第一級為了實現較小的噪聲系數，第二級則為了提供較大的增益。仿真結果表明KU波段InAs/AlSb HEMT LNA具備良好的性能指標，在12GHz～18GHz的工作頻段內，其增益(S21)約為20dB，增益平坦度小于±0.4dBc，噪聲系數基本小于1.2dB，S11和S22基本小于-10dB，且電路滿足無條件穩定。

以上所述僅是本發明的優選實施方式，應當指出，對于本技術領域的普通技術人員來說，在不脫離本發明技術方案原理的前提下，還可以做出若干改進和潤飾，這些改進和潤飾也應視為本發明的保護范圍。