具有改進的過零檢測的兩線調光器的制作方法

本申請是國際申請日為2013年8月30日、國際申請號為pct/us2013/057701的pct國際申請的、進入中國國家階段的國家申請號為201380056366.4、題為“具有改進的過零檢測的兩線調光器”的專利申請的分案申請。

相關申請的交叉參考

本申請要求于2012年9月14日提交的美國臨時專利申請no.61/700,964以及2013年3月11日提交的美國專利申請no.13/793,245的優先權。

背景技術：

負載控制裝置和系統控制從交流電流(ac)電源傳遞到電負載的功率量，例如，諸如照明負載。這種照明控制系統通常采用可控導通裝置，例如，諸如晶閘管或雙向晶閘管，用于控制照明負載的強度。該可控導通裝置響應于在控制輸入接收的觸發信號在ac電源的每個半周期期間的相位角被導通。這樣，在每半周期，建立功率被傳遞到負載的導通周期和功率沒有被傳遞到負載的非導通周期。

在典型的正向相位控制系統中，觸發信號的產生與ac線路電壓同步。在檢測到ac線路電壓的過零之后的一段時間，產生觸發信號，并且可控導通裝置被導通。可控導通裝置在ac半周期的其余部分保持導通。在檢測過零和生成觸發信號之間的時間間隔期間，可控導通裝置是不導通的。此時間間隔也可以被稱為系統的相位角或觸發角。通過改變此時間間隔，傳遞到負載的有效功率改變。通常，響應于用戶調整調光旋鈕或滑塊和/或響應于調光信號電平，改變該時間間隔。

圖1a-1d描繪了對可控導通裝置測量的示例ac電壓波形。當可控導通裝置是不導通的，顯示裝置的完整ac電壓波形，如圖1中所示。在相對低的光度級，如圖1b所示，可控導通裝置在半周期的第一持續時間102(即，從ac電壓波形的當前半周期的過零到半周期內的點)是不導通的。生成觸發信號(示為點“a”)。然后，可控導通裝置在半周期的第二持續時間104是導通的。圖1c和1d分別示出了50％光度級和相對高的光度級的波形。

在低水平傳輸功率，如在圖1b中描繪，即使相位角(以及因此的導通期間)的小變化，通常在傳遞到負載的總rms功率的百分比中表示相對大的變化。在這些低功率水平，ac周期之間或時間段上相位角的任何變化可能表現為惱人和不能接受的強度變化，包括光源的可見閃爍。由于相位角依賴過零的檢測，因此過零檢測的準確性和可靠性是至關重要的。但是，ac線路狀態很少是理想的。并且，小于理想狀態會導致過零檢測不準確，具有隨之而來的強度變化和/或抖動，以及其它問題，特別是在低水平傳輸功率時。可能會導致強度變化和/或閃爍的一種情況是ac線路上的間歇性和/或周期性的電噪聲。

圖2a-2c示出具有噪聲的示例ac電壓波形。例如，如圖2a所示，可以在ac線路上施加電壓峰值，當如大型電機負載的重型設備被接通和斷開時可能發生。ac線路上的電噪聲，如這些尖峰，可能會被調光電路錯誤地解釋為ac線路路電壓的一個或多個過零。這樣的錯誤解釋可能導致照明負載中不穩定的強度變化和/或閃爍。ac線路上的電噪聲的另一個共同特征可以包括不平或波狀變形，如圖2b所示，這也可能導致錯誤的過零檢測。ac線路上的ac基波的諧波的存在是另一個可能會導致錯誤的過零檢測的情況。諧波的存在可以將ac線路電壓波形的形狀從純正弦波改變為大致正弦波形，具有扁平的峰，而不是圓形的峰，如圖2c所示。

一種減輕噪聲對ac線路的影響的方法包括：執行過零檢測之前對ac線路電壓濾波。例如，實時照明穩定系統(rtiss)使用濾波器，以提高調光系統的性能。在共同轉讓的2000年7月18日公開的美國專利no.6,091,205以及2002年4月30日公開的美國專利no.6,380,692中描述了該rtiss技術，兩者均題為具有有源濾波器的相控調光系統，用于防止閃爍和不期望的強度變化，該申請的全部公開內容通過引用并入本文。

三線調光系統及兩線調光系統都可以采用rtiss技術。圖3a示出三線調光系統300的示例。圖3b示出兩線調光系統302的示例。這兩種調光系統都具有電耦接在ac電源308和電負載310之間的調光器開關304、306。調光器開關304、306通過第一線312(也被稱為“熱”線)連接到ac電源308，并且通過第二線314(也被稱為“調光熱”線)負載310。然而，三線調光器開關304還具有第三線316(也被稱為“中性”線)，它提供返回到ac電源308的返回側的路徑。兩線調光器開關306不連接到中性線316。

三線調光器開關304具有兩種可用波形。完整的(即，不切換)ac線路電壓波形318借助第三線316可用于三線調光器304。從第一線312和第二線314測量的調光電壓波形320也可用于三線調光器304。三線調光器開關304能夠使用完整的ac線路電壓波形318用于濾波，以確定ac電源308的ac線路電壓波形的過零，并生成ac負載電壓波形322(例如，從第二線314以及第三線316測量的調光熱電壓)。另一方面，兩線調光器開關306在沒有返回到ac電源308的返回側的路徑的情況下，僅有調光電壓波形320供其使用，而不沒有完整的ac線路電壓波形318。

在兩線調光系統中，與濾波相關的相位延遲(例如，從濾波器的輸入到輸出)的變化可能會影響調光系統的穩定性和/或過零檢測的誤差量。僅調光電壓波形320可用于濾波以確定的ac線路電壓的過零，兩線調光器開關306可以經歷通過濾波器的相位延遲根據可控導通裝置的觸發角而實質變化。為了說明，圖4提供了曲線圖402，示出如何通過低通濾波器的相位延遲根據兩線調光器開關的觸發角而變化。例如，如所示，相對大的觸發角(即，相對小的導通期間)可對應于相對大的相位延遲。隨著觸發角減小(例如，從大約7毫秒至2毫秒，如示出)和導通期間增加，相位延遲大大降低(例如，從大約5.5毫秒到3毫秒)。

相位延遲的變化可能會影響系統穩定性和/或過零檢測的誤差量。過零檢測的誤差可能進一步惡化通過濾波器的相位延遲問題，隨之增加隨后的過零檢測的誤差。此正反饋效應可能導致系統不穩定，例如，以失控狀態的形式。

技術實現要素：

如本文所公開，一種兩線照明控制裝置可以包括可控導通裝置、信號生成電路和濾波器。可控導通裝置響應于控制信號將ac線路電壓供給負載。在ac線路電壓的半周期內，可控導通裝置可以在第一持續時間內導通并且在第二持續時間內不導通。信號生成電路可生成非零信號。濾波器可以在第一持續時間期間接收來自可控導通裝置的信號(例如，表示跨所述可控導通裝置的電壓的信號)，以及在第二持續時間期間接收來自信號生成電路的非零信號。實際上，非零信號可以填充或補充來自可控導通裝置的信號，并且通過該非零信號的存在可以減輕通過濾波器的根據可控導通裝置的觸發角的任何延遲改變。

將ac線路電壓可以供給負載。可以按照這樣的方式提供ac線路電壓：在ac線路電壓的半周期內的第一持續時間內ac線路電壓不導通地連接到負載，在該半周期內的第二持續時間內ac線路電壓導通地連接到負載。例如，在第一持續時間期間可以測量跨負載控制裝置生成的電壓，并且在第二持續時間期間可以生成非零幅度信號。非零幅度信號可以表示第二持續時間期間跨負載生成的電壓幅度。可以組合測量的第一持續時間期間跨負載控制裝置生成的電壓與非零幅度信號，以生成表示ac線路電壓的組合信號。例如，可以使用低通濾波器對組合信號進行濾波。濾波的組合信號可以用于過零檢測。

一種照明控制裝置可以包括可控導通裝置和信號生成電路。可控導通裝置可以響應于控制信號將ac線路電壓供給負載。可控導通裝置可以在第一持續時間內不導通，并且在第二持續時間內導通。第一持續時間和第二持續時間在ac線路電壓的相同半周期內。信號生成電路可以生成非零幅度信號。非零幅度信號可以是正弦波形，以補充跨所述可控導通裝置的電壓。照明控制裝置還可以包括處理電路。處理電路可以在第一持續時間期間接收來自可控導通裝置的信號，并且在第二持續時間期間接收非零幅度信號。

附圖說明

圖1a-d描繪在正向相位控制調光系統中跨可控導通裝置產生的示例交流(ac)電壓波形。

圖2a-c示出具有噪聲的示例ac電壓波形。

圖3a和3b分別示出示例三線調光系統和兩線調光系統。

圖4是示出通過濾波器的相位延遲與兩線調光系統的觸發角之間的關系的曲線圖。

圖5是示例兩線調光系統的功能框圖。

圖6a-6e示出具有示例非零幅度信號波形的各種組合信號。

圖7是用于生成非零幅度信號的具有數字-模擬轉換器的兩線照明控制裝置的一部分的框圖。

圖8是通過圖7的照明控制裝置的控制電路周期性地執行的過零程序的簡化流程圖。

圖9是通過圖7的照明控制裝置的控制電路執行的調光定時器程序的簡化流程圖。

圖10a是使用脈寬調制生成非零幅度信號的兩線照明控制裝置的一部分的框圖；圖10b和10c呈現相對應的信號圖。

圖11是通過用于生成非零幅度信號的圖10a的照明控制裝置的控制電路周期地執行的bin(倉)設置程序的簡化流程圖。

圖12是通過用于生成非零幅度信號的圖10a的照明控制裝置的控制電路執行的bin重置程序的簡化流程圖。

圖13是示例兩線照明控制裝置的一部分的簡化示意圖。

圖14是通過圖13的照明控制裝置的控制電路周期性地執行的采樣程序的簡化示意圖。

具體實施方式

兩線照明控制裝置，可以通過生成和應用非零幅度信號(例如，填充信號)到濾波器的輸入端減輕通過濾波器的相位延遲的變化。為了說明，圖5是示例兩線調光系統500的功能框圖。系統500可以包括與ac電源504和電負載506(諸如照明負載)串聯連接的兩線照明控制裝置502(例如，調光器開關或調光單元)。

兩線照明控制裝置502可以包括在ac電源504和電負載506之間串聯電耦接的可控導通裝置508，諸如晶閘管，例如，雙向晶閘管。可控導通裝置508可以可選地包括在整流橋的場效應晶體管(fet)，在反串聯連接的兩個fet，一個或多個絕緣柵雙極結晶體管(igbt)，背到背硅可控整流器(scr)，或任何合適的雙向半導體開關。

通過控制電路510(例如，控制器)控制可控導通裝置508，用于使可控導通裝置508導通或不導通。控制電路510可以直接控制可控導通裝置508或通過驅動電路512控制可控導通裝置508，如圖5所示。驅動電路512可以包括電路，該電路將來自控制電路510的控制信號轉換成適合使可控導通裝置508導通或不導通的信號。可控導通裝置508導通或不導通的定時可以由控制電路510來建立，并且設置以在負載506中建立所期望的調光級別。例如，控制電路510可以根據計算機程序和/或用戶手動設置的操作來設定可控導通裝置508的定時。

控制電路510可以包括微處理器、微控制器、可編程邏輯器件(pld)、專用集成電路(asic)、現場可編程門陣列(fpga)或任何合適的控制電路。控制電路510可以包括適于控制可控導通裝置508的硬件、固件、軟件和/或硬件、固件和/或軟件的組合。控制電路510可以包括和/或與存儲器514(即，存儲器可以在控制電路的內部或外部)相接口。存儲器514可以包括適于存儲信息的任意組件。例如，存儲器514可以包括易失性和/或非易失性存儲器。控制電路510可以包括程序方面，諸如存儲的計算機指令和/或與兩線照明控制裝置502的操作相關聯的可存儲數據。這些程序方面可被存儲在存儲器514中和/或從存儲器514中檢索。

控制電路510可以與輸入/輸出設備，諸如通信電路516和/或用戶接口518對接。通信電路516可以包括適于發送和接收數據的任何組件，諸如調制解調器，例如。用戶接口518可以包括適于呈現信息和從用戶接收信息的任何組件。例如，用戶接口518可以包括一個或多個按鈕、開關、滑塊等。用戶接口518可以包括顯示器，諸如一個或多個發光二極管(led)指示器、液晶顯示器(lcd)屏、觸摸屏顯示器等。控制電路510可以經由通信電路516和/或用戶接口518接收命令、配置信息等。控制電路510可以經由通信電路516和/或用戶接口518發送信息(諸如當前調光級別，例如，命令等)經由通信電路516和/或用戶接口518。例如，控制電路510可以經由用戶接口518接收來自用戶的特定需要的調光級別，并確認用戶的輸入。又例如，控制電路510可以經由通信電路516從另一設備接收命令和/或將命令發送到另一個設備。兩線照明控制裝置502還包括與可控導通裝置508并聯耦接的電源519，用于傳導充電電流通過負載506，以生成dc電源電壓，用于照明控制裝置的控制電路510和其它低電壓電路的供電。

第一信號520可以與可控導通裝置相關聯。例如，第一信號520可以表示跨可控導通裝置508產生的調光電壓波形320，如圖5中所描繪。可以變換第一信號520，使之更適合于處理。例如，第一信號520可以表示添加了dc分量的跨可控導通裝置的調光電壓波形，使得第一信號520保持正幅度。關于調光級別，第一信號520可以與在圖1b-1d示出的信號一致。例如，第一信號520可以具有第一部分和第二部分，第一部分對應與可控導通裝置508不導通相關聯的ac半周期的第一持續時間，第二部分對應與可控導通裝置508導通相關聯的ac半周期的第二持續時間。為了說明，在示例性操作中，在檢測ac線路電壓的過零之后，控制電路510在生成觸發信號之前等待第一持續時間，這樣可以與期望的調光級別相稱。觸發信號控制可控導通裝置508從不導通變為導通，在這之后，第一信號520可以有效地代表零伏，直到ac半周期結束(即，與正向相位控制信號一致)。當然，第一信號520也可以與可控導通裝置508的反向相位控制操作或中心相位控制操作一致。

信號生成器522可以生成非零幅度信號524，并且可以包括適于生成信號的任何電路。例如，信號發生器可以并入可使用控制電路510和/或可以使用控制電路510的功能。例如，信號生成器522可以包括由控制電路生成的數字信號，并且經由數模轉換器輸出。又例如，信號生成器522可以生成來自控制電路510的一個或多個脈寬調制信號，并且將所述一個或多個脈寬調制信號轉換成階躍正弦波。

可以基于控制電路510的操作生成非零幅度信號524。例如，可以生成非零幅度信號524，使得它補充可控導通裝置的第一信號520。例如，非零幅度信號524可以是填充信號，相對于可控導通裝置的第一信號520，因為它填充第一信號520的“缺失部分”(例如，表示實際上為零伏的第一信號部分，例如，具有有效零幅度的第一信號)。非零幅度信號524可以是正弦波形。例如，非零信號可以是階躍正弦波，其包括基于至少一個脈寬調制信號的階躍，諸如來自控制電路510的脈寬調制信號。階躍正弦波還可以包括基于與由過零檢測器檢測出的過零相對應的至少一個相位校正的階躍。

第一信號520和非零幅度信號524可以被組合成組合信號528，該信號通過濾波器電路526。非零幅度信號524可以被成形使得與對第一信號520和非零幅度信號524進行濾波相關聯的濾波器延遲和與對ac線路電壓進行濾波相關聯的濾波器延遲一致。實際上，列入非零幅度信號524可以輕通過濾波器電路526的延遲根據調光級別變化。因此，非零幅度信號524可以被成形以保持兩線照明控制裝置502的穩定性。

第一信號520和非零幅度信號524可以被加在一起，以形成用于濾波器電路526的組合信號528。在此示例中，當第一信號520具有非零幅度時，非零幅度信號524可以具有實際上零伏的幅度，當第一信號520的幅度實際上為零伏時，非零幅度信號524可以具有非零幅度。

第一信號520和非零幅度信號524可以由組合電路525組合在一起，以形成用于濾波器電路526的組合信號528。在此示例中，兩線照明控制裝置502可以包括開關(未示出)，諸如多路復用器。多路復用器可以接收第一輸入上的第一信號520，并且可以接收第二輸入上的非零幅度信號524。多路復用器可以根據選擇信號選擇第一輸入或第二輸入輸出。選擇信號可以基于輸入。例如，當第一信號520具有非零幅度，多路復用器可以選擇第一輸入(即，第一信號520)輸出，并且當第一信號520的幅度實際上為零伏時，多路復用器可以選擇第二輸入(即，非零幅度信號)輸出。選擇信號可以基于通過控制電路510在可控導通裝置508的控制輸入生成的觸發信號。例如，多路復用器可以與控制電路510和可控導通裝置508之間的觸發信號一致地操作。當控制電路510和可控導通裝置508之間的控制信號指示該可控導通裝置508變為導通時(即，在相位角)，多路復用器可以選擇第二輸入(即，該非零幅度信號524)。并且，當可控導通裝置508在半周期的末尾變為不導通時，開關可以選擇第一輸入(即，第一信號520)。

為了說明，可控導通裝置508可以在第一持續時間內不導通并且在第二持續時間內導通。多路復用器可以在第一持續時間期間選擇第一信號520并在第二持續時間期間選擇非零幅度信號524。并且，如圖5所示，組合信號528可以包括第一信號520的一部分(以實線示出)和非零幅度信號524的一部分(以虛線示出)。在獲得的組合信號528中，非零幅度信號部分補充(例如，完成)第一信號部分。換句話說，非零幅度信號524可以是填充第一信號520的缺失部分的填充信號。

濾波器電路526可以對組合信號528進行率以衰減高頻分量，特別是可能引起過零檢測誤差的與第一信號520相關聯的高頻噪聲。濾波器電路526可以是與在先引用的美國專利no.6,091,205和no.6,380,692中所公開的濾波器一致。例如，濾波器電路526可以是低通濾波器，例如，貝塞爾濾波器，可以被配置為提供一個周期的基本的少于基頻周期的二分之一的大體線性相位延遲。低通濾波器可以被配置為衰減基本上等于三階諧波且大于基頻的組合信號528的頻率分量。

過零檢測電路530接收濾波輸出，當濾波輸出的幅度穿過零伏時(即，從正到負和/或從負到正)可以檢測。過零檢測電路530可以向控制電路510提供指示過零的定時的信息。并且，如上所述，控制電路510使可控導通裝置508變成根據負載506的期望調光級別定時導通或不導通。例如，使可控導通裝置導通的過零和隨后的觸發信號之間的定時可以與期望的調光級別相稱。

圖6a-6e示出了各種組合信號以及示例非零幅度信號波形。由信號生成器522生成的非零幅度信號524的形狀或波形通常可以補充第一信號520以保持整個系統的穩定性。對于圖6a-6e所示的每個示例，以實線示出與第一信號520相關聯的組合信號528部分，并以虛線示出與非零幅度信號524相關聯的組合信號的部分。當然，普通技術人員將理解，所表示的信號是示例性的，并且可適于在正向相位控制、反向相位控制和/或中心相位控制系統中使用。

如圖6a所示，組合信號可以表示平滑正弦波。信號602是與在低端觸發角操作的可控導通裝置508相關聯的示例組合信號。信號604是與在50％觸發角操作的可控導通裝置相關聯的示例組合信號。并且，信號606是在高端觸發角操作的可控導通裝置508相關聯的示例組合信號。圖6a所示的正弦組合信號保持與ac電源504的ac線路電壓一致的基頻。其結果是，通過濾波器電路526的相位延遲根據觸發時間的變化可以被減輕。

不同波形形狀可以適于與非零幅度信號524相關聯的組合信號的一部分。圖6b示出非零幅度信號，包括具有恒定幅度的方波。信號608、610和612分別表示低端、50％和高端。在此，方波的脈寬隨觸發角改變；例如，如圖6b所示，方波在低端窄，在高端寬得多。

圖6c示出可以根據觸發角調整方波的寬度和幅度。信號614、616和618分別表示低端、50％和高端。例如，可以選擇方波的幅度以與第一信號的觸發時間的幅度匹配。因此，在低端時，方波填充信號窄且具有相對低的幅度。在50％時，方波填充信號的寬度是ac輸入信號的半周期的二分之一，并處于其最高幅度(例如，ac輸入信號的峰值幅度)。在高端時，方波填充信號處于其最寬，具有低幅度，類似于在低端。

圖6d示出非零幅度信號，可以包括三角波。信號620、622和624分別表示低端、50％和高端。在低端和在50％時，填充信號可以具有類似于第一信號的初始電壓，然后穩步下降到零。在高端時，三角波形可以被成形為大致近似ac電源504的ac線路電壓的正弦。例如，非零幅度信號可以延伸，在ac線路電壓的半周期的中心大致增加到幅度峰值，然后延伸，在ac電源504的過零或周圍減小到零伏。

圖6e示出階躍正弦波可以用作非零幅度信號。在此，階躍正弦波可以包括多個各種寬度且幅度近似正弦波的方波的合成。信號626、628和630分別表示低端、50％和高端。

示例組合信號的每一個保持與原始ac輸入信號一致的基頻，使得通過濾波器的相位延遲根據觸發時間的變化可以減輕。實際上，當對得到的組合信號進行濾波時，非零幅度信號可以提供糾正影響。例如，當第一信號主要是正弦且第一信號的一小部分實際上是零伏時，示例填充信號的添加區域提供校正，以使濾波器輸出的基波中心移位，并補償觸發角的任何誤差。類似地，當第一信號的一小部分由正弦表示且大部分用零表示時，填充信號提供附加負反饋，以校正濾波器輸出的基波中心的移位，并校正觸發角的相應誤差。

圖6a-e所示的示例組合信號可以用于代替濾波器的輸入或另外作為濾波器的輸入。例如，組合信號可以用于進行功率計算，如在2013年3月11提交的題為powermeasurementinatwo-wireloadcontroldevice的共同轉讓的美國專利申請no.13/793,308(代理人案卷lutr12-22267-p2)所公開，其內容通過引用并入本文。例如，圖6a和6b所示的組合信號可以準確地描繪ac電壓波形，使得可以進行有用功率計算。

圖7是兩線照明控制裝置700的一部分的框圖。照明控制裝置700包括適于耦接到ac電源(未示出)的熱端h和適于耦接到照明負載(未示出)的調光熱端dh。照明控制裝置700包括可控導通裝置，以反串聯連接的兩個fet710、712耦接來實現。fet710、712的柵極耦接到柵極驅動電路714，fet的源極在電路公共端耦接在一起。控制電路720耦接到柵極驅動電路714，并生成驅動信號vdr，用于控制柵極驅動電路使fet710、712導通和不導通，從而控制傳遞到照明負載的功率量。

照明控制裝置700包括電源(未示出)，可以耦接在可控導通裝置間，用于生成電源電壓vcc(例如，大約3.3伏)，用于給控制電路720供電。照明控制裝置700還包括參考電源(未示出)，用于生成參考電壓vref，其幅度大約等于dc電源電壓vcc的二分之一(例如，大約1.5伏)。參考電源可包括例如，簡單電源，諸如電阻穩壓電源。

照明控制裝置700從調光電壓信號732和非零幅度信號734生成組合信號730。照明控制裝置700包括跨可控導通裝置(即，fet710、712的反串聯組合)耦接的定標電路730，用于生成跨參考電壓vref被添加到的可控導通裝置產生的定標版本調光電壓波形，以生成調光電壓信號732。因此，調光電壓信號732代表跨可控導通裝置產生的調光電壓波形。

照明控制裝置700包括耦接到控制電路720的數模轉換器(dac)742，用于生成非零幅度信號734。在圖7的示例中，控制電路720可以通過將數字信號值發送到數模轉換器742生成非零幅度信號734。例如，控制電路720可以具有可以表示非零幅度信號734的采樣的存儲在存儲器中的值的查找表。例如，該值可以表示任何非零幅度信號的樣本，如圖6a-6e所示。控制電路720可以以規則間隔將這些數字值輸出到數模轉換器742，使得數模轉換器可以生成非零幅度信號734的模擬表示。

照明控制裝置700包括可控開關744，其接收非零幅度信號734并由控制電路720控制來生成組合信號730。

照明控制裝置700還包括濾波器電路746，用于對組合信號730進行濾波以生成濾波信號vf；以及比較器電路748，用于將濾波信號與參考電壓vref進行比較以生成表示ac電源的過零的過零信號vzc。控制電路720可以與生成驅動信號vdr一致地控制可控開關744以將照明負載的強度控制到期望的調光級別(例如，同時觸發可控開關708)。在示例操作中，控制電路720可以檢測從濾波器電路746和比較器電路748接收的信號的過零。控制電路720可以基于第一持續時間的期望光度級對調光操作的控制信號的生成計時。并且，當生成控制信號影響調光操作時，控制電路720可以在第二持續時間內(例如，ac半周期的剩余時間)閉合可控開關744，直到檢測到另一過零。在示例中，組合信號730可以包括：在第一持續時間內表示跨可控導通裝置(未示出)產生的調光電壓波形的信號，以及在第二持續時間內，來自數模轉換器742的非零幅度信號734。

組合信號730可以用于代替濾波器電路746的輸入或另外作為濾波器的輸入。照明控制裝置可以將組合信號730提供給用于執行其它操作的處理電路(未示出)。例如，除濾波器電路746之外，組合信號730可以提供給處理電路。又例如，組合信號730可以提供給處理電路，濾波器電路746和比較器電路748可以被省略。

處理電路可以包括控制電路720和/或適于處理信號的任何其它設備、系統和/或子系統(例如，對信號進行和/或基于信號進行測量、分析、發送、傳送、復用、組合、調制和/或執行其它操作)。例如，處理電路可以使用組合信號730來執行對ac電壓和/或電流波形的測量和/或計算。例如，處理電路可以使用組合信號730來執行功率計算。例如，處理電路可以結合受益于完整ac電壓波形的電路使用組合信號730操作，諸如受益于完整ac電壓波形的定時信息的電路。

圖8是在步驟810(例如，響應于過零信號vzc)由控制電路周期性地執行的過零程序800的簡化流程圖(例如，照明控制裝置700的控制電路720)。首先，在步驟812中，控制電路720將柵極驅動電路714的驅動信號vdr驅動為低(例如，大約至電路公共端)，使得在半周期的開始fet710、712不導通。在步驟814中，控制電路720控制可控開關744斷開(即，不導通)，使得組合信號730等于調光電壓信號732。然后，在步驟816，控制電路720召回當前半周期的觸發時間tfir(即，觸發角)，以將照明負載的強度控制到期望的調光級別。在步驟818中，在過零程序800退出之前，控制電路720將觸發時間tfir加載到定時器a并且啟動相對于時間數值減小的定時器a。當定時器a期滿時，控制電路720將執行調光定時器程序900。

圖9是當在步驟910定時器a期滿時(即，從半周期開始的觸發時間tfir之后)控制電路720執行的調光定時器程序900的簡化流程圖。在步驟912，控制電路720將驅動信號vdr驅動為高(例如，大約至dc電源電壓vcc)，以使fet710、712導通，然后在步驟914閉合可控開關744，使得數模轉換器742耦接到濾波器電路746。由于當使fet710、712導通時調光電壓信號732的幅度降低到接近零伏，因此組合信號730等于觸發時間tfir之后數模轉換器742生成的非零幅度信號734。然后調光定時器程序900退出，過零程序800將在由過零信號vzc確定的下一個過零被執行。

圖10a是使用脈寬調制生成非零幅度信號的兩線照明控制裝置1000的一部分的簡化示意圖。圖10b和圖10c描繪相對應的信號圖。如在圖7的照明控制裝置700中，照明控制裝置1000包括在反串聯連接的兩個fet1010、1012，作為適于串聯耦接在ac電源與照明負載之間的可控導通裝置。在fet1010、1012響應于由控制電路1020提供給柵極驅動電路1014的驅動信號vdr變為導通和不導通，以控制傳遞到照明負載的功率量。

照明控制裝置1000包括多路復用器1040，用于產生組合信號1030；濾波器1046，用于對組合信號進行濾波，以及比較器電路1048，用于生成表示ac電源的過零的過零信號。例如，多路復用器1040在多路復用器的常閉(nc)輸入接收第一信號1032，它是從可控導通裝置接收的。第一信號1032表示跨可控導通裝置產生的調光電壓波形。照明控制裝置1000包括第一電阻分壓器，包括電阻器r1050、r1052，它們串聯耦接在熱端h和電路公共端之間，并且分別具有阻值大約是784kω和15kω。例如，照明控制裝置1000還包括第二電阻分壓器，包括電阻器r1054、r1056，它們串聯耦接在調光熱端dh和電路公共端之間，并且分別具有阻值大約是784kω和15kω。

在正半周期期間，電流從熱端h導入，通過第一電阻分壓器和第二fet1012的體二極管，使得第一電阻分壓器產生表示跨可控導通裝置的調光電壓波形的定標電壓。在負半周期期間，電流從調光熱端dh，通過第二電阻分壓器和第一fet1010的體二極管，使得第二電阻分壓器產生表示跨可控導通裝置的調光電壓波形的定標電壓。第一電阻分壓器的電阻器r1050、r1052的接合點通過電阻器r1058(例如，具有阻值大約5.49kω)耦接到參考電壓vref，第二電阻分壓器的電阻器r1054、r1056的接合點通過電阻器r1059(例如，具有阻值大約5.49kω)耦接到參考電壓vref。因此，由第一和第二電阻分壓器生成的定標電壓參考參考電壓vref(而不是參考電路公共端)。

通過將第一和第二電阻分壓器產生的定標電壓組合生成第一信號1032。然而，由于第一和第二電阻分壓器產生的定標電壓通過fet1010、1012的體二極管整流，因此第一電阻分壓器的輸出通過反相電路1060被耦接到第二電阻分壓器的輸出，該反相電路1060包括運算放大器(“op-amp”)1062。第一電阻分壓器產生的定標電壓經由電阻器r1064(例如，具有阻值大約464kω的電阻)被耦接到運算放大器1062的非反相輸入。非反相輸入經由電阻器r1066(例如，具有阻值大約464kω的電阻)被耦接到運算放大器1062的輸出，并且運算放大器的反相輸入端被耦接到參考電壓vref。運算放大器1062的輸出經由電阻器r1068(例如，具有阻值大約5.49的電阻)被耦接到第二電阻分壓器的的輸出。因此，第一信號1032看起來像參考該參考電壓vref的ac電壓波形，使得第一信號的幅度總是正的。換句話說，第一信號1032代表跨可控導通裝置(其是ac電壓波形)產生的調光電壓波形，但是不下降到零伏以下，使得第一信號可以由標準數字電路處理。

非零幅度信號包括由控制電路1020上的一對互補脈寬調制信道(vpwm_lo_sine信道1070和vpwm_hi_sine信道1072)產生的階躍正弦波1034。脈寬調制信道的功能可以是基于微處理器的控制電路的可用功能。脈寬調制信道可以是可用于微處理、專用集成電路的由基本電路元件等等構成的脈寬調制信道。互補脈寬調制信道使控制電路1020的輸出分別通過各電阻器r1074、r1076和電容c1078、c1080。脈寬調制信道使輸出橫跨存儲rc電路，包括相對于濾波參考電壓vref的存儲電容c1082和相對應的電阻器r1084。由互補脈寬調制信道產生的階躍正弦波1034和伴隨電路被提供給多路復用器1040的常開(no)輸入。

多路復用器1040可以響應于控制電路1020的mux控制輸出提供的選擇輸入控制信號vmux在nc輸入(即，第一信號1032)和no輸入(即，階躍正弦波1034)之間切換。選擇輸入控制信號vmux經由包含晶體管q1086和電阻器r1088的電路被耦接到多路復用器1040的選擇輸入(in)。控制電路1020可以與控制fet1010、1012的調光操作一致地對mux控制輸出進行信號傳輸，使得第一信號1032和階躍正弦波1034組合以在多路復用器1040的輸出com引腳形成組合信號1030。當選擇輸入控制信號vmux被驅動為高(即，大約至dc電壓vcc)時，使晶體管q1086導通，并且多路復用器1040的選擇輸入in被下拉到電路公共端，使得在nc輸入的第一信號1032被提供給多路復用器的輸出com引腳。當選擇輸入控制信號vmux被驅動為低(即，大約至電路公共端)時，晶體管q1086變為不導通，并且多路復用器1040的選擇輸入in通過電阻器1088被拉向dc電源電壓vcc，使得在nc輸入的階躍正弦波1034被提供給多路復用器的輸出com引腳。

在操作中，互補脈寬調制信道vpwm_lo_sine和vpwm_hi_sine向存儲電容c1082充電或從存儲電容c1082放電來調整階躍正弦波1034相對于參考電壓vref的幅度。如圖10b所示，在階躍正弦波1034的每個正半周期中，pwm_lo_sine信道1070停留在高默認狀態，而通過一系列脈沖來控制pwm_hi_sine信道1072，使得當pwmhisine信道1072是高時，給存儲電容c1082充電，當pwmhisine信道1072是低時，從存儲電容c1082放電。通過控制pwmhisine信道1072的脈沖的占空比(即，pwmhisine信道1072高低比的時間量)，控制電路1020能夠在每個正半周期調整階躍正弦波1034的幅度。在階躍正弦波1034的每個負半周期，如圖10c所示，pwm_hi_sine信道1072停留在低缺省狀態，而通過一系列脈沖來控制pwm_lo_sine信道1070，使得當pwm_lo_sine信道1070是低時，從存儲電容c1082放電，當pwm_lo_sine信道1070是高時，給存儲電容c1082充電。

如圖所示，脈沖的寬度可能會影響階躍正弦波1034的變化率。例如，改變pwm_hi_sine信道1072的每個脈沖的寬度可以在正方向上改變階躍正弦波1034的整體變化率。同樣地，改變pwm_lo_sine信道1070的每個脈沖的寬度可以在負方向上改變階躍正弦波1034的整體變化率。

為了產生脈寬調制信道的適當占空比，控制電路1020可能已經存儲一個或多個表。控制電路1020可以控制每個脈寬調制信道的狀態，當定時計數器是零時執行“設置”，當定時計數器達到一個值，例如在寄存器中存儲的值時，執行“重置”。按照設置/重置結構，可配置階躍正弦波1034的頻率，例如，與線頻率匹配。ac半周期可以被劃分成多個bin，并且定時器信道的模可以用于控制半周期的持續時間。所述模可以是在半周期的持續時間的1/nbins，其中，nbins是使用的bin的數量。定時器信道可以基于半周期計算半周期的持續時間。另外，例如，在半周期中bin的數量nbins可以被選擇為是2的指數。為了說明，bin的數量nbins可以是每半周期32，通過限制要求的中斷數量提供可接受的分辨率和維持處理能力。

可以創建一個或多個查找表，以產生階躍正弦波1034。查找表的每個值可以被送入值寄存器。在每一個計時器溢出時，下一個值可以被加載。當加載時，每個值可以設立為bin的電壓值。實際上，每個bin的電壓階躍可以與該bin的占空比成正比，并且通過寄存器中的值提供占空比。可以基于從正弦表中創建的查找表設置階躍正弦波1034的頻率。在此，占空比是“值/模”并且“模”是基于線頻率(例如，對于32bin，模＝f/2*32)。

表中的值可以被定標。經定標的表可以具有三元素深度，這可以允許讀功能和寫功能擁有自己的一個元素，另一個元素冗余。任務執行可以是異步的，并且頁切換方案可以用于確保避免讀寫重疊。另外，頁面切換方案也可以用于確保表更新在過零被吸收。

在操作中，控制電路1020可以具有多個中斷。在每個中斷，可以執行兩種功能。第一種功能可以包括為下一個bin加載新值。這個操作可以在每次中斷發生時執行。第二種功能可以包括為下一個半周期準備定時器信道。當模可以被更新以與即將到來的半周期的最新值匹配時，該功能可以在過零(即，開始bin零)執行。對此，對于新的有效頁，也可以檢查經定標的正弦表。

寄存器緩沖區可能需要管理。在一些微處理器中，可能存在內置于脈寬調制寄存器的固有延遲。所述延遲可能由當定時器計數器被重置時緩沖器值被施加到定時器信道的情況下寄存器被緩沖而引起。緩沖確保在改變參數之前完成單個脈寬調制周期。考慮到此緩沖，可以預先在一個bin加載中執行為給定bin加載值。

處理每個過零可能將延遲引入系統。例如，歸因于過零中斷服務程序可能存在一定量的延遲。可以計算相位誤差，并在階躍正弦信號中校正。例如，可以基于實際的過零與階躍正弦波1034的過零之間的差來計算相位誤差。可以在為下一個半周期加載模之前相位誤差通過控制電路1020計算相位誤差。一旦計算相位誤差，可以建立一個或更多校正值。可以選擇一個或更多校正值，使得相位誤差將通過下一個過零被抵消。例如，校正值等于相位誤差除以bin的數量可被添加到隨后的半周期的每個bin。在隨后的半周期使用這種校正，階躍正弦波將“趕上”實際的過零。通過不斷校正，階躍正弦波可以保持與ac源信號同步。

圖11是在步驟1110在階躍正弦波1034的每個bin的開始通過控制電路(例如，照明控制裝置1000的控制電路1020)周期性地執行的bin設置程序1100的簡化流程圖(例如，對于60hz的ac線路電壓每隔3.75微秒)。控制電路1020利用變量n跟蹤半周期期間的bin。如果在步驟1112變量n等于1(即，它是在半周期的第一個bin)，則控制電路1020在步驟1114確定當前半周期的bin的持續時間tbin。例如，控制電路1020可以使用半周期中bin的數量nbins和半周期的持續時間thc計算持續時間tbin，即：tbin＝1/nbins·thc。

控制電路1020也可以響應于從過零信號vzc確定的過零更新用于半周期的持續時間thc的值，以考慮ac線路電壓的頻率誤差或變化。

接著，控制電路1020在步驟1116中召回存儲在存儲器中的binn的占空比dc，并在步驟1118確定當前bin的脈沖的持續時間tpls，即：tpls＝dc·tbin。在步驟1120，控制電路720將脈沖的持續時間tpls加載到定時器b，并啟動相對于時間數值減小的定時器b，使得當定時器b期滿時將執行bin重置程序1200(下面將參照圖12更詳細地描述)。如果在步驟1122當前半周期是正半周期，則控制電路1020在步驟1124將pwm_lo_sine信道1070驅動為高，并且在在步驟1126將pwm_hi_sine信道1072驅動為高。如果如果在步驟1122當前半周期是負半周期，則控制電路1020在步驟1128將pwm_hi_sine信道1072驅動為低，并且在在步驟1130將pwm_lo_sine信道1070驅動為低。

如果在步驟1132變量n不等于半周期的bin的數量nbins，則控制電路1020在步驟1134將變量n增加1，并且bin設置程序1100退出。如果在步驟1132變量n等于半周期的bin的數量nbins(即，它是本周期的末尾)，則控制電路1020在步驟1136將變量n設置為1。如果在步驟1138當前半周期是正半周期，則控制電路1020在步驟1138將當前半周期設置為負，并且bin設置程序1100退出。如果在步驟1138當前半周期是負半周期，則控制電路1020在步驟1140將當前半周期設置為正，并且bin設置程序1100退出。

圖12是在步驟1210定時器b期滿時(即，脈沖的持續時間tpls之后)控制電路1020執行的bin重置程序1200的簡化流程圖。如果在步驟1212當前半周期是正半周期，則控制電路1020在步驟1214將pwm_hi_sine信道1072驅動為低，并且bin重置程序1200退出。如果在步驟1212當前半周期是負半周期，則在bin重置程序1200退出之前，控制電路1020在步驟1216將pwm_lo_sine信道1070驅動為高。在下一個bin開始，控制電路1020將再次執行bin設置程序1100。

圖13是示例兩線照明控制裝置1300的一部分的簡化示意圖。照明控制裝置1300包括控制電路1320，僅接收表示跨可控導通裝置(即，在fet1010、1012)產生的調光電壓波形的第一信號1032。可操作控制電路1320以僅響應于第一信號1032生成用于fet1010、1012的驅動信號vdr。可操作控制電路1320生成數字組合信號scomb，使用數字貝塞爾濾波器對其進行濾波。控制電路1320使用數字濾波器輸出的經過濾波的sfilt，以確定ac電壓波形的過零。

圖14是控制電路(例如，照明控制裝置1300的控制電路1320)周期性地(例如，以采樣率)執行的對第一信號進行采樣和處理的采樣程序的簡化示意圖1032。控制電路1320使用定時器在每半周期期間跟蹤當前時間。定時器相對于時間數值增加，并且在每個半周期的開始重置。可操作控制電路1320，使得可控導通裝置在定時器的值ttimer達到存儲在存儲器中的觸發時間tfir時導通。參照圖14，如果在步驟1410定時器的值ttimer小于觸發時間tfir，則控制電路1320在步驟1412對第一信號1032采樣，以生成表示跨可控導通裝置的調光電壓波形的瞬時值的樣本sdv。然后，控制電路1320在步驟1414將樣本sdv存儲為數字組合信號scomb[i]的下一個值。如果在步驟1410定時器的值ttimer小于觸發時間tfir，則控制電路1320在步驟1416例如，使用查找表確定填充信號sfill的當前值，然后在步驟1418將填充信號sfill的當前值存儲為數字組合信號scomb[i]的下一個值。然后，控制電路1320在步驟1420將變量i增加1，并且在步驟1422對數字組合信號scomb執行數字貝塞爾濾波。如果在步驟1424濾波信號sfilt不小于信號閾值sth，則采樣程序1400簡單退出。然而，在步驟1424濾波信號sfilt小于信號閾值sth(即，指示過零)，則控制電路1320在步驟1426使fet1010、1012不導通，并且在采樣程序1400退出之前在步驟1428將定時器的值ttimer重置為0秒。