魯棒性全差分放大器裝置的制作方法

本發明涉及模擬和混合信號集成電路領域，特別涉及一種可用于信號放大電路中的全差分放大結構。

背景技術：

自從上個世紀五十年代集成電路誕生以來，在過去的幾十年中集成電路都以驚人的速度不斷發展著，經歷了理論基礎、電路結構以及制造工藝的巨大變革，如今集成電路已經深入應用到人們生活中的方方面面。發展到今天，運算放大器已經成為模擬集成電路中應用最廣泛的模塊之一，廣泛應用于各種模擬電路和數模混合電路中。在發展的過程中，運算放大器的設計由開始的通用型轉向定制型，針對不同的應用環境，設計出具有相應特點的運算放大器。

運算放大器在實際電路應用中，常常用來實現加減乘除的功能，一種最常見的應用就是實現固定倍數的信號放大功能，比如常見的精確乘2放大電路。在這種固定倍數放大的應用中，運算放大器常被接成負反饋形式，一般有兩種常見反饋方法，分別用電阻反饋網絡和電容反饋網絡實現。使用電阻反饋網絡的形式要求運放能夠驅動對應阻值的電阻，無形中增加了對運放功耗的要求，并且電阻反饋網絡會占用較大的芯片面積。使用電容反饋網絡的形式一般要求增加開關來控制電容接入的方向，增加了時鐘控制信號，容易干擾模擬信號電壓，并且電容也會占用更多面積。

技術實現要素：

為克服現有技術的不足，本發明旨在解決功耗、面積的增加和性能的退化，提出一種開環工作方式的全差分放大器，不需要使用電容或者電阻反饋網絡，就可以實現特定增益倍數的模擬信號放大，并且具有良好的魯棒性。為此，本發明采用的技術方案是，魯棒性全差分放大器裝置，包括開環全差分放大器和共模反饋放大器兩個部分，開環全差分放大器使用PMOS管作為輸入對管，使用正反饋交叉連接形式的PMOS管作為負載；共模反饋放大器中，使用類似五管運放的結構采集輸入信號和輸出信號的共模電平，產生反饋信號給開環全差分放大器；通過反饋信號調節全差分放大器輸出支路電流大小，實現對輸出電壓共模電平的調節控制。

在開環全差分放大器中，晶體管MP3、MP4、MP5、MP6構成電流源，MN3、MN4構成由反饋信號VFB控制的電流源，MP15和MP16是輸入對晶體管，MP11、MP12、MP13、MP14是正反饋連接形式的負載晶體管，MP3源極連接電源VDD，柵極連接偏置電壓VBP1，漏極連接MP4的源極，MP4柵極連接偏置電壓VBP2，漏極連接MP11、MP12、MP13、MP14的源極，MP11柵極連接MP11漏極、MP12的柵極和負相輸出端VO-，MP12柵極連接MP11漏極，MP12漏極連接正向輸出端VO+，MP13柵極連接MP14漏極，MP13漏極連接負相輸出端VO-，MP14柵極連接MP14漏極、MP13的柵極和正相輸出端VO+，MP5源極連接電源VDD，柵極連接偏置電壓VBP1，漏極連接MP6的源極，MP6的柵極連接偏置電壓VBP2，漏極連接MP15和MP16的源極，MP15的柵極連接正相輸入端，漏極連接負相輸出端，MP16的柵極連接負相輸入端，漏極連接正相輸出端，MN3的漏極連接負相輸出端，柵極連接反饋信號VFB，源極連接地，MN4的漏極連接到正相輸出端，柵極連接反饋信號VFB，源極連接地，電容C1上極板連接負相輸出端VO-，下極板連接反饋信號VFB，電容C2上極板連接正相輸出端VO+，下極板連接反饋信號VFB。

在反饋放大器中，MP1源極連接電源VDD，柵極連接偏置電壓VBP1，漏極連接MP2的源極，MP2柵極連接偏置電壓VBP2，漏極連接MP7、MP8、MP9、MP10的源極，MP7柵極連接放大器正相輸出端VO+，漏極連接MN1的漏極，MP8柵極連接放大器負相輸出端VO-，漏極連接MN1漏極。MP9柵極連接正相輸入端VIN+，漏極連接MN2漏極，即節點VFB，MP10柵極連接負相輸入端VIN-，漏極連接MN2漏極，即節點VFB，MN1柵極連接MN1漏極和MN2柵極，MN1源極接地，MN2柵極連接MN1柵極，源極接地，漏極是反饋信號VFB。

本發明的特點及有益效果是：

本發明采用開環全差分放大器和共模反饋放大器結構，不使用電容或者電阻反饋網絡，就可以實現特定增益倍數的模擬信號放大，仿真結果證明本發明公布的放大器具有良好的魯棒性。

附圖說明：

圖1是本發明公開的放大器電路原理圖；

圖2是蒙特卡洛仿真得到的幅頻響應曲線族；

圖3是蒙特卡洛仿真得到的增益分布直方圖。

具體實施方式

本發明公布的全差分放大器主要包括開環全差分放大器和共模反饋放大器兩個部分。開環全差分放大器使用PMOS管作為輸入對管，使用正反饋交叉連接形式的PMOS管作為負載。共模反饋放大器中，使用類似五管運放的結構采集輸入信號和輸出信號的共模電平，產生反饋信號給開環全差分放大器。通過反饋信號調節全差分放大器輸出支路電流大小，實現對輸出電壓共模電平的調節控制，確保輸出共模電平和輸入共模電平相等。

在開環全差分放大器中，MP3、MP4、MP5、MP6是電流源，MN3、MN4是由反饋信號VFB控制的電流源。MP15和MP16是輸入對管。MP11、MP12、MP13、MP14是正反饋連接形式的負載晶體管。其連接關系如下，MP3源極連接電源VDD，柵極連接偏置電壓VBP1，漏極連接MP4的源極。MP4柵極連接偏置電壓VBP2，漏極連接MP11、MP12、MP13、MP14的源極。MP11柵極連接MP11漏極、MP12的柵極和負相輸出端VO-。MP12柵極連接MP11漏極，MP12漏極連接正向輸出端VO+。MP13柵極連接MP14漏極，MP13漏極連接負相輸出端VO-。MP14柵極連接MP14漏極、MP13的柵極和正相輸出端VO+。MP5源極連接電源VDD，柵極連接偏置電壓VBP1，漏極連接MP6的源極。MP6的柵極連接偏置電壓VBP2，漏極連接MP15和MP16的源極。MP15的柵極連接正相輸入端，漏極連接負相輸出端。MP16的柵極連接負相輸入端，漏極連接正相輸出端。MN3的漏極連接負相輸出端，柵極連接反饋信號VFB，源極連接地。MN4的漏極連接到正相輸出端，柵極連接反饋信號VFB，源極連接地。電容C1上極板連接負相輸出端VO-，下極板連接反饋信號VFB。電容C2上極板連接正相輸出端VO+，下極板連接反饋信號VFB。

在反饋放大器中，MP1源極連接電源VDD，柵極連接偏置電壓VBP1，漏極連接MP2的源極，MP2柵極連接偏置電壓VBP2，漏極連接MP7、MP8、MP9、MP10的源極。MP7柵極連接放大器正相輸出端VO+，漏極連接MN1的漏極。MP8柵極連接放大器負相輸出端VO-，漏極連接MN1漏極。MP9柵極連接正相輸入端VIN+，漏極連接MN2漏極，即節點VFB。MP10柵極連接負相輸入端VIN-，漏極連接MN2漏極，即節點VFB。MN1柵極連接MN1漏極和MN2柵極，MN1源極接地。MN2柵極連接MN1柵極，源極接地，漏極是反饋信號VFB。

下面結合具體實施方式對本發明作進一步詳細地描述。

本發明公布的魯棒性全差分放大器結構電路圖如圖1所示。對全差分電路通過小信號模型使用半邊電路分析方法，分析在負相輸出端VO-的電流，負相輸出端電流之和為零。忽略溝道長度調制效應，可以得到

gm₁₅×VIN₊+gm₁₁×VO_-+gm₁₃×VO₊＝0 (1)

全差分電路輸入和輸出信號在小信號分析中具有大小相等，符號相反的特點，VO₊＝-VO_-帶入公式(1)，得到

同理可得

其中，MP11和MP14，MP12和MP13，MP15和MP16的寬長比分別相等。因此，放大器增益可以寫成

采用

MOS管電流I₁₁:I₁₂:I₁₅＝I₁₃:I₁₄:I₁₆＝1:2:4，

跨導表達式跨導比值gm₁₁:gm₁₂:gm₁₅＝gm₁₃:gm₁₄:gm₁₆＝1:2:4。

則放大器增益為A＝4。

通過這種方式，實現了開環工作放大器四倍增益放大的功能。

并且，本發明公布的放大器開環放大倍數只與輸入管和負載管跨導比值有關，電路中輸入對管和負載管電流由電流源固定，保持不變，跨導表達式由于輸入對管和負載管都是PMOS管，工藝偏差導致的遷移率μ和柵氧化層電容C_ox變化基本保持一致，跨導值gm變化趨勢可以保持高度一致性，跨導比值基本不變。因此，本發明公布的全差分放大器結構具有很好的魯棒性。

在放大器工作時，輸出共模電平依靠共模反饋放大器調節，當輸出共模電平升高時，VO+和VO-之和增加，導致MP7和MP8電流之和減小，MP9和MP10電流之和增大，反饋信號VFB增大，從而MN3和MN4電流增大，形成反饋，降低VO+和VO-電壓。反之，當輸出共模電平降低時，VO+和VO-之和減小，導致MP7和MP8電流之和增大，MP9和MP10電流之和減小，反饋信號VFB減小，從而MN3和MN4電流減小，形成反饋，增大VO+和VO-電壓。總是保持輸出共模電平等于輸入共模電平，即VO₊+VO_-＝VIN₊+VIN_-。

圖2是蒙特卡洛仿真得到的放大器幅頻響應曲線族，圖3是蒙特卡洛仿真得到的增益分布直方圖，可以看出，300次仿真得到的增益期望為11.9433dB，標準差為0.0546369dB，對應增益為3.95517倍，增益偏差6.3％，即超過99.7％的概率可以將增益控制在3.95517±0.075范圍內。仿真結果證明本發明公布的放大器具有良好的魯棒性。

盡管上面結合圖對本發明進行了描述，但是本發明并不局限于上述的具體實施方式，上述的具體實施方式僅僅是示意性的，而不是限制性的，本領域的普通技術人員在本發明的啟示下，在不脫離本發明宗旨的情況下，還可以做出很多變形，這些均屬于本發明的保護之內。