用于電磁爐的無橋電路和電磁爐的制作方法

本發明一般地涉及電路領域，更具體地涉及一種用于電磁爐的無橋電路和電磁爐。

背景技術：

電磁爐又名電磁灶，是現代廚房革命的產物，它無需明火或傳導式加熱即讓熱直接在鍋底產生，因此熱效率得到了極大地提高。電磁爐主要包括以下兩個部分：用于產生高頻交變磁場的電路系統；以及用于固定電路系統并承載鍋具的結構性外殼。

圖1示出了電磁爐的工作原理的示意圖。如圖1所示，電磁爐是采用磁場感應渦流原理，利用高頻交變電流通過環形線圈產生的無數封閉磁場使鍋體本身自行快速發熱來實現對鍋內食物的加熱的。具體地，當環形線圈中通過高頻交變電流時，環形線圈周圍產生高頻交變磁場；當高頻交變磁場產生的磁力線通過導磁材料的底部(例如，鐵質鍋的鍋底)時，鍋底在高頻交變磁場的作用下會產生無數小渦流，使得鍋底迅速釋放出大量熱量從而達到加熱鍋內食物的目的。

圖2示出了電磁爐的電路系統的示意圖。如圖2所示，電磁爐的電路系統包括主回路和控制電路兩部分，其中主回路包括整流橋202、LC濾波組件204、電磁線圈(即，上面提到的環形線圈)206、諧振電容208、以及功率開關210(例如，絕緣柵雙極型晶體管(IGBT))；控制電路包括跨導放大器212、比較器214、比較器216、谷底檢測單元218、以及邏輯運算單元220。

在電磁爐的主回路中，整流橋202和LC濾波組件204對交流輸入電壓V_AC進行全波整流和LC濾波，生成整流后的輸入電壓V_in，即正弦半波電壓V_in；功率開關210不斷地導通和關斷，其中當功率開關210導通時正弦半波電壓V_in被施加在電磁線圈206兩端，流過電磁線圈206的正向電流增加，當功率開關210關斷時電磁線圈206與諧振電容208形成高頻諧振，電磁線圈206上的電壓反向，流經電磁線圈206的電流減小；流過電磁線圈206的變化電流形成高頻交變磁場，高交變頻磁場產生的磁力線穿過鍋底，使鍋底發熱。由于電磁爐的輸入功率等于交流輸入電壓與輸入電流的乘積，而交流輸入電壓是基本固定的電網電壓，所以可以通過控制輸入電流來控制電磁爐的輸入功率。這里，輸入電流是指從電網端流入電磁爐的電流，其在功率開關210導通時流入電磁爐并且在功率開關210關斷時停止流入電磁爐，所以可以通過控制功率開關210的導通與關斷來控制電磁爐的輸入功率。

在電磁爐的控制電路中，跨導放大器212對電流檢測電壓V_cs與預先設定的參考電壓Vref做差積分，生成補償電壓Vcomp，其中電流檢測電壓V_cs是與功率開關210串聯的電流檢測電阻上的電壓，能夠反映輸入電流的大小；比較器214對補償電壓Vcomp與預先設定的斜坡電壓Vramp進行比較，生成控制功率開關210關斷的控制信號off，其中，功率開關210在控制信號off為高電平時關斷；比較器216對補償電壓Vcomp與功率開關210的最高導通電壓Vth_H或最低導通電壓Vth_L進行比較，生成控制功率開關210是否處于間歇工作狀態的控制信號burst，其中，功率開關210在間歇工作狀態的控制信號burst為高電平時處于截止狀態；谷底檢測單元218檢測功率開關210上的開關電壓V_IGBT，并基于開關電壓V_IGBT形成控制功率開關210導通的控制信號on，其中，功率開關210在控制信號on為高電平時導通；邏輯運算單元220基于控制信號off、控制信號on、以及控制信號burst，生成控制功率開關210的導通與關斷的控制信號gate。

這里，斜坡電壓Vramp與補償電壓Vcomp的比較結果決定了功率開關210關斷的時刻，即功率開關210的導通時間Ton；功率開關210關斷后，電磁線圈206與諧振電容208發生諧振；當功率開關210上的開關電壓V_IGBT諧振到谷底時，功率開關210導通。由于電磁線圈206的感量與諧振電容210的大小是不變的，所以諧振周期基本恒定，功率開關210的開關電壓V_IGBT諧振到谷底的時間，即開關210的關斷時間Toff基本恒定，只需要調節功率開關210的導通時間Ton即可調節電磁爐的輸入功率，其中導通時間Ton長時輸入功率大，導通時間Ton短時輸入功率小。

圖3示出了當功率開關210導通時電磁爐的主回路中的電流流向的示意圖。圖4示出了當功率開關210關斷時電磁爐的主回路中的給諧振電容208正向充電的電流流向的示意圖。圖5示出了當功率開關210關斷時電磁爐的主回路中的給諧振電容208反向充電的電流流向的示意圖。下面，結合圖3至圖5詳細描述圖2所示的電路系統的具體工作過程。

如圖3所示，當功率開關210導通時，正弦半波電壓V_in經過電磁線圈206和功率開關210形成電流回路，電磁線圈206等效為一個感量為L的電感，流過電磁線圈206的電流增加。在功率開關210的導通時間Ton內，流過電流線圈206的電流上升至峰值電流I_pk。其中：

L·I_pk＝V_in·T_on (1)

$I_{pk}=\frac{V_{in}\·T_{on}}{L}---\left(2\right)$

如圖4所示，當功率開關210從導通變為關斷時，存儲在電磁線圈206中的電流流入與其并聯的諧振電容208，形成LC諧振回路。該LC諧振回路的諧振頻率為：其中，L是電磁線圈206的感值，C是諧振電容208的電容值。

當電磁線圈206中的能量全部轉移到諧振電容208時，諧振電容208兩端的電壓最高，此時功率開關210上的開關電壓V_IGBT達到諧振峰值V_PEAK。

$\frac{1}{2}C{(V_{PEAK}-V_{in})}^2=\frac{1}{2}L\·I_{pk}^2---\left(3\right)$

將公式(2)代入公式(3)，可得：

$V_{PEAK}=V_{in}\·(1+\frac{Ton}{\sqrt{LC}})---\left(4\right)$

如圖5所示，當諧振電容208中的能量全部轉移到電磁線圈206上時在電磁線圈206和諧振電容208之間形成負向電流，電磁線圈206中的能量又全部轉移到諧振電容208上形成反向電壓，功率開關210上的開關電壓V_IGBT達到諧振谷底V_VALLEY：

V_VALLEY＝2·V_in-V_PEAK (5)

將公式(4)代入公式(5)，可得：

$V_{VALLEY}=V_{in}(1-\frac{Ton}{\sqrt{LC}})---\left(6\right)$

從公式(6)可以看出，開關電壓V_IGBT的諧振谷底V_VALLEY隨功率開關210的導通時間Ton變化。當電磁爐的輸入功率減小時，功率開關210的導通時間Ton也減小，開關電壓V_IGBT的諧振谷底V_VALLEY，即功率開關210的導通電壓隨之增大。

通常，當電磁爐的輸入功率減小至某一功率(例如，1000W)時，開關電壓V_IGBT的諧振谷底V_VALLEY會上升至100V。如果功率開關210的導通時間Ton繼續減小，則開關電壓V_IGBT的諧振谷底V_VALLEY會超出100V，即功率開關210的安全導通電壓。若此時使功率開關210導通，可能會因開關損耗過大而損壞功率開關210。因此，當電磁爐的輸入功率小于某一功率(例如，1000W)時，功率開關210的導通時間Ton不再減小，而是固定在某個值(例如，7us)，電磁爐的電路系統進入間歇工作(burst)模式，即，在一段時間內功率開關210處于正常的高頻工作狀態，在另一段時間內功率開關210處于截止狀態。

圖6示出了圖2所示的電路系統中的補償電壓Vcomp、正弦半波電壓Vin、和控制信號gate的波形圖。

如圖6所示，在結合圖2至圖5描述的電磁爐的電路系統中，通過補償電壓Vcomp來調節功率開關210處于正常的高頻工作狀態的時間T₁和處于截止狀態的時間T₂從而調節電磁爐的輸入功率。具體地，當補償電壓Vcomp高于功率開關210的最高導通電壓V_{th_H}時，功率開關210正常工作；當補償電壓Vcomp低于功率開關210的最低導通電壓V_{th_L}時，功率開關210處于截止狀態。由于LC濾波組件204中的濾波電容Cin的存在，在電磁爐的電路系統進入間歇工作(burst)模式時，在功率開關210處于截止狀態的時間T₂內，正弦半波電壓Vin會充電到交流輸入電壓V_AC的最大值，并且由于功率開關210處于截止狀態時不輸出工作電流，因此濾波電容Cin上的正弦半波電壓Vin及功率開關210上的開關電壓V_IGBT會一直保持在交流輸入電壓V_AC的最大值，直至功率開關210處于截止狀態的時間T₂結束、下一個工作時間T₁開始。當功率開關210的下一個工作時間T₁開始時，功率開關210上的開關電壓V_IGBT會從交流輸入電壓V_AC的最大值瞬間降到零伏，在功率開關210上會產生很大的沖擊電流，導致功率開關210的瞬間損耗極大。另外，在電磁爐的電路系統退出間歇工作(burst)模式、功率開關210第一次導通時，正弦半波電壓Vin處于交流輸入電壓V_AC的最大值，電磁爐的輸入電流會被正弦半波電壓Vin充電到較大電流，所以流過電磁爐中的電磁線圈的電流會從零突變到較大值，該突變通常會產生剌耳的聲響。

技術實現要素：

本發明提供了一種用于電磁爐的無橋電路和電磁爐。

根據本發明實施例的一個方面，提供了一種用于電磁爐的無橋電路，包括：第一開關，與全波整流橋的第一二極管并聯；第二開關，與全波整流橋的第二二極管并聯；第三開關，與全波整流橋的第三二極管并聯；第四開關，與全波整流橋的第四二極管并聯；第一控制單元，被配置為控制第一開關和第四開關的導通與關斷；以及第二控制單元，被配置為控制第二開關和第三開關的導通與關斷。其中，在電磁爐中的功率開關處于間歇工作模式中的截止狀態時，第一控制單元在交流輸入電壓為正時控制第一開關和第四開關導通，在交流輸入電壓為負時控制第一開關和第四開關關斷；第二控制單元在交流輸入電壓為正時控制第二開關和第三開關關斷，在交流輸入電壓為負時控制第二開關和第三開關導通。

根據本發明實施例的另一方面，提供了一種用于電磁爐的電路系統，包括：第一開關，與全波整流橋的第一二極管并聯；第二開關，與全波整流橋的第四二極管并聯；控制單元，被配置為控制第一開關和第二開關的導通與關斷。其中，在電磁爐中的功率開關處于間歇工作模式中的截止狀態時，控制電路在交流輸入電壓為正時控制第一開關和第二開關導通，在交流輸入電壓為負時控制第一開關和第二開關關斷。

根據本發明實施例的又一方面，提供了一種電磁爐，包括以上所述的無橋電路。

附圖說明

通過閱讀以下參照附圖對非限制性實施例所作的詳細描述，本發明的其它特征、目的和優點將會變得更明顯，其中，相同或相似的附圖標記表示相同或相似的特征。

圖1示出了電磁爐的工作原理的示意圖；

圖2示出了電磁爐的電路系統的示意圖；

圖3示出了當功率開關210導通時電磁爐的主回路中的電流流向的示意圖；

圖4示出了當功率開關210關斷時電磁爐的主回路中的給諧振電容正相充電的電流流向的示意圖；

圖5示出了當功率開關210關斷時電磁爐的主回路中的給諧振電容反向充電的電流流向的示意圖；

圖6示出了圖2所示的電路系統中的補償電壓Vcomp、正弦半波電壓Vin、和控制信號gate的波形圖；

圖7示出了包括根據本發明第一實施例的無橋電路的電磁爐的電路系統的示意圖；

圖8示出了圖7所示的電路系統處于間歇工作(burst)模式時的補償電壓Vcomp、正弦半波電壓V_in、以及控制信號gate的波形圖；

圖9示出了包括根據本發明第二實施例的無橋電路的電磁爐的電路系統的示意圖；

圖10示出了圖9所示的電路系統中的交流輸入電壓V_AC、正弦半波電壓V_in、控制信號gate、開關S1和S4的控制信號g1和g4、開關S2和S3的控制信號g2和g3、補償電壓Vcomp、以及間歇工作模式的控制信號burst的波形圖；

圖11示出了包括根據本發明第三實施例的無橋電路的電磁爐的電路系統的示意圖；

圖12示出了圖11所示的電路系統中的交流輸入電壓V_AC、正弦半波電壓V_in、控制信號gate、開關S2和S1的控制信號、延遲控制信號、補償電壓Vcomp以及間歇工作模式的控制信號burst的波形圖。

具體實施方式

下面將詳細描述本發明的各個方面的特征和示例性實施例。在下面的詳細描述中，提出了許多具體細節，以便提供對本發明的全面理解。但是，對于本領域技術人員來說很明顯的是，本發明可以在不需要這些具體細節中的一些細節的情況下實施。下面對實施例的描述僅僅是為了通過示出本發明的示例來提供對本發明的更好的理解。本發明決不限于下面所提出的任何具體配置和算法，而是在不脫離本發明的精神的前提下覆蓋了元素、部件和算法的任何修改、替換和改進。在附圖和下面的描述中，沒有示出公知的結構和技術，以便避免對本發明造成不必要的模糊。

鑒于上述情況，本發明提出了一種用于電磁爐的無橋電路，能夠消除在電磁爐退出間歇工作(burst)模式時功率開關上的大電流沖擊，從而讓電磁爐在任何功率下工作都不會產生異音。

圖7示出了包括根據本發明第一實施例的無橋電路的電磁爐的電路系統的示意圖。如圖7所示，該電路系統的主回路包括無橋電路702、LC濾波組件704、電磁線圈706、諧振電容708、以及功率開關710(例如，絕緣柵雙極型晶體管(IGBT)；無橋電路702包括分別與全波整流橋的二極管D1、二極管D2、二極管D3、和二極管D4并聯的開關S1、開關S2、開關S3、和開關S4，用于控制開關S1和S4的導通與關斷的第一控制單元702-1，以及用于控制開關S2和S3的導通與關斷的第二控制單元702-2；在功率開關710處于間歇工作模式中的截止狀態時，第一控制單元702-1在交流輸入電壓為正時控制開關S1和開關S4導通，在交流輸入電壓為負時控制開關S1和開關S4關斷；第二控制單元702-1在交流輸入電壓為正時控制開關S2和開關S3關斷，在交流輸入電壓為負時控制開關S2和開關S3導通。這里，需要說明的是，用于圖7所示的電路系統的控制電路類似于圖2中所示的控制電路，因此在此沒有示出且不再贅述。

具體地，分別與二極管D1-D4并聯的開關S1-S4可以是小功率MOSFET。在功率開關710工作時，二極管D1-D4正常導通。在功率開關710處于截止狀態時：在交流輸入電壓V_AC的正半周(即，交流輸入電壓為正時)，開關S1和開關S4導通，開關S2和開關S3關斷；在交流輸入電壓V_AC的負半周(即，交流輸入電壓為負時)，開關S1和開關S4關斷，開關S2和開關S3導通；在正弦半波電壓Vin的左半個周期內，即交流輸入電壓V_AC上升時，交流輸入電壓V_AC給LC濾波組件704中的濾波電容Cin充電；在正弦半波電壓Vin的右半個周期內，即交流輸入電壓V_AC下降時，LC濾波組件704中的濾波電容Cin上儲存的能量通過導通的開關S1和S4或者開關S2和S3回饋到電網側，這樣正弦半波電壓Vin可以時刻跟隨交流輸入電壓V_AC。因此，在交流輸入電壓V_AC過零處，用于控制功率開關710的導通與關斷的控制信號gate為高電平，濾波電容Cin上的正弦半波電壓Vin和功率開關710上的開關電壓V_IGBT都接近于零，功率開關710可以實現零電壓導通，減小了功率開關710的開關損耗；而且此時由于濾波電容Cin上的正弦半波電壓Vin接近于零，功率開關710導通后流過電磁爐的電流也接近于零，之后隨著交流輸入電壓V_AC的逐漸升高，電磁爐的工作電流也逐漸變大，不會產生任何突變，也就消除了原先的異音。圖8示出了圖7所示的電路系統處于burst模式時的補償電壓Vcomp、正弦半波電壓V_in、以及控制信號gate的波形圖。

圖9示出了包括根據本發明第二實施例的無橋電路的電磁爐的電路系統的示意圖。這里，需要說明的是，圖9所示的電路系統中除以下描述的內容以外的部分均與圖7所示的電路系統類似，在此不再贅述。

如圖9所示，開關S1、開關S2、開關S3、和開關S4分別串聯有電阻R1、R2、R3和R4，該四個電阻的電阻值較小，例如，電阻值大小為10ohm。這樣，在交流輸入電壓V_AC的正半周，當交流輸入電壓V_AC給濾波電容Cin充電時，雖然開關S1和S4導通，但是由于二極管D1和D4的阻抗遠小于分別與開關S1和S4串聯的電阻R1和R4的阻抗，所以輸入電流仍然會流過二極管D1和D4；當交流輸入電壓V_AC下降到低于濾波電容Cin上的正弦半波電壓Vin時，二極管D1和D4無法導通，濾波電容Cin上的正弦半波電壓Vin通過開關S1和S4回饋至電網側。在交流輸入電壓V_AC的負半周，當交流輸入電壓V_AC給濾波電容Cin充電時，雖然開關S2和S3導通，但是由于二極管D2和D3的阻抗遠小于分別與S2和S3串聯的電阻R1和R4的阻抗，所以輸入電流仍然會流過二極管D2和D3；當交流輸入電壓V_AC下降到會低于濾波電容Cin上的正弦半波電壓Vin時，二極管D2和D4無法導通，濾波電容Cin上的正弦半波電壓Vin通過開關S2和S3回饋至電網側。

如圖9所示，第一控制單元702-1包括第一比較器和第一隔離單元，第二控制單元702-2包括第二比較器和第二隔離單元，其中：第一比較器接收交流輸入電壓V_AC的第一表征電壓V_L1，并將第一表征電壓V_L1與閾值電壓V1進行比較，以生成用于控制開關S4的導通與關斷的控制信號g4；第一隔離單元使控制信號g1與第一表征電壓V_L1的電壓差等于控制信號g4，即，使開關S1的漏極電壓與源極電壓之間的電壓差等于控制信號g4；當第一表征電壓V_L1高于閾值電壓V1時，控制信號g4為高電平，開關S4和S1導通；第二比較器接收交流輸入電壓V_AC的第二表征電壓V_N1，并將第二表征電壓V_N1與閾值電壓V1進行比較，以生成用于控制開關S3的導通與關斷的控制信號g3；第二隔離單元使控制信號g2與第二表征電壓V_N1的電壓差等于控制信號g3，即，使開關S2的漏極電壓與源極電壓之間的電壓差等于控制信號g4；當第二表征電壓V_N1高于閾值電壓V1(例如，0.2V)時，控制信號g3為高電平，開關S3和S2導通。無橋電路702通過第一輸入端子和第二輸入端子接收交流輸入電壓V_AC，第一表征電壓V_L1是通過對第一輸入端子處的電壓V_L進行分壓得到的，第二表征電壓V_N1是通過對第二輸入端子處的電壓V_N進行分壓得到的。這里，第一和第二隔離單元可以是任意的電氣隔離單元，例如，變壓器隔離單元或者如圖所示的光耦隔離單元等。

圖10示出了圖9所示的電路系統中的交流輸入電壓V_AC、正弦半波電壓V_in、控制信號gate、開關S1和S4的控制信號g1和g4、開關S2和S3的控制信號g2和g3、補償電壓Vcomp、以及間歇工作模式的控制信號burst的波形圖。從圖10可以看出，在圖9所示的電路系統中，無論輸出是否有負載，濾波電容Cin上的正弦半波電壓Vin都能跟隨交流輸入電壓V_AC。

圖11示出了包括本發明第三實施例的無橋電路的電磁爐的電路系統的示意圖。如圖11所示，該電路系統的主回路包括無橋電路1102、LC濾波組件1104、電磁線圈1106、諧振電容1108、以及功率開關1110(例如，絕緣柵雙極型晶體管(IGBT))。無橋電路1102包括分別與全波整流橋的二極管D1和二極管D4并聯的開關S1和開關S2，控制單元1102-1，和延遲單元1102-2。

如圖11所示，開關S1和開關S2分別與電阻R1和電阻R2串聯。這樣，在交流輸入電壓V_AC的正半周，當交流輸入電壓V_AC給濾波電容Cin充電時，雖然開關S1和S2導通，但是由于二極管D1和D4的阻抗遠小于分別與開關S1和S2串聯的電阻R1和R4的阻抗，所以輸入電流仍然會流過二極管D1和D4；當交流輸入電壓V_AC下降到低于濾波電容Cin上的正弦半波電壓Vin時，二極管D1和D4無法導通，濾波電容Cin上的正弦半波電壓Vin通過開關S1和S2回饋至電網側。

如圖11所示，控制單元1102-1包括比較器和隔離單元，其中：比較器接收交流輸入電壓V_AC的表征電壓V_L1，并將表征電壓V_L1與閾值電壓V1進行比較，以生成用于控制開關S2的導通與關斷的控制電壓g2；隔離單元使用于控制開關S1的導通與關斷的控制信號g1與表征電壓V_L1的電壓差等于控制信號g2，即，使開關S1的漏極電壓與源極電壓的電壓差等于控制信號g2；當表征分壓V_L1高于閾值電壓V1(例如，0.2V)時，控制信號g2為高電平，開關S2和S1導通。無橋電路1102通過第一輸入端子和第二輸入端子接收交流輸入電壓V_AC，第一表征電壓V_L1是通過對第一輸入端子處的電壓V_L進行分壓得到的。這里，隔離單元可以是任意的電氣隔離單元，例如，變壓器隔離單元或者如圖所示的光耦隔離單元等。

延遲單元1102-2接收控制單元1102-1生成的控制信號g2，并將控制信號g2進行延遲以生成延遲控制信號g2_b。延遲控制信號g2_b是電平信號，當延遲控制信號g2_b是高電平時，可控制電磁爐退出burst模式。

這里，當表征電壓V_L1高于閾值電壓V1時，控制信號g2為高電平，開關S2和S3導通；當補償電壓Vcomp低于功率開關1110的最低導通電壓Vth_L時，圖11所示的電路系統進入間歇工作(burst)模式，功率開關1110截止；當補償電壓Vcomp電壓高于功率開關1110的最高導通電壓Vth_H時，圖11所示的電路系統必須等到開關S1、S2關斷，濾波電容Cin上的電壓已經全部反饋回交流電網，Vin接近于零時再退出間歇工作(burst)模式，功率開關1110開始工作。此時，濾波電容Cin上的正弦半波電壓Vin和功率開關1110上的開關電壓V_IGBT都接近于零，功率開關1110可以實現零電壓導通，減小了功率開關1110的開關損耗；同時由于濾波電容Cin上的正弦半波電壓Vin接近于零，流過電磁爐的電流也接近于零，之后隨著交流輸入電壓的逐漸升高，電磁爐的工作電流也逐漸變大，不會產生任何突變，也就消除了原先的異音。

圖12示出了圖11所示的電路系統中的交流輸入電壓VAC、正弦半波電壓V_in、控制信號gate、開關S2和S1的控制信號、延遲控制信號、補償電壓Vcomp、以及間歇工作模式的控制信號burst的波形圖。

以上結合圖7至圖12描述的電路系統都能消除傳統電磁爐在小功率工作下的異音，去除電磁爐在退出間歇工作(burst)模式時功率開關上的大電流沖擊，減小功率開關的開關損耗，讓功率開關工作更加安全。

本發明可以以其他的具體形式實現，而不脫離其精神和本質特征。例如，特定實施例中所描述的算法可以被修改，而系統體系結構并不脫離本發明的基本精神。因此，當前的實施例在所有方面都被看作是示例性的而非限定性的，本發明的范圍由所附權利要求而非上述描述定義，并且，落人權利要求的含義和等同物的范圍內的全部改變從而都被包括在本發明的范圍之中。