一種高線性度可變增益放大器的制作方法

本發明涉及一種集成電路的設計，尤其涉及一種可變增益放大器的設計。

背景技術：

在無線通信系統中,由于信道衰落現象，導致接收機輸入信號的幅值范圍變化很大(高達幾十個dB)。為了減小誤碼率,接收機通常設置有自動增益控制電路(Automatic Gain Control,AGC),而可變增益放大器則是AGC系統的主要部分。目前可變增益放大器的研究重點和難點主要體現為:寬帶寬、高增益動態范圍和高線性度。大部分設計者在實現寬帶寬和高增益的范圍內難以實現高線性度,而實現高線性度則可能犧牲了可帶寬和增益。

現有技術中，可變增益放大器分為開環和閉環兩種形式。開環可變增益放大器可以實現增益的連續可調，但穩定性較差,線性度較低,信號的動態范圍較小；閉環結構的可變增益放大器使用負反饋的形式,性能較為穩定,其增益取決于電阻之比,線性度較高，但是難以實現增益的連續可調。

技術實現要素：

針對現有技術存在的問題，本發明提供一種高線性度可變增益放大器,可提高放大器的線性度,以及實現增益的連續可調。

為了解決上述問題,本發明提出的一種高線性度可變增益放大器，包括用以對信號進行放大或衰減的可變增益放大器，所述可變增益放大器采用閉環負反饋結構，同時還采用產生增益控制電壓的指數增益控制電路，從而實現可變增益放大器的增益呈dB線性連續變化；所述可變增益放大器由全差分運算放大器A和第一PMOS管M1、第二PMOS管M2、第三PMOS管M3和第四PMOS管M4構成，所述第一PMOS管M1和第三PMOS管M3為輸入PMOS管，所述第二PMOS管M2和第四PMOS管M4為反饋PMOS管；所述第一PMOS管M1的源端連接至第一輸入信號VIP，所述第一PMOS管M1的漏端與所述全差分運算放大器A的正輸入端相連；所述第二PMOS管M2的源端連接至第二輸入信號VIN，所述第二PMOS管M2的漏端與所述全差分運算放大器A的負輸入端相連；所述第三PMOS管M3的漏端與全差分運算放大器A的正輸入端相連，所述第三PMOS管M3的源端與全差分運算放大器A的負輸出端VON相連；所述第四PMOS M4的漏端與全差分運算放大器A的負輸入端相連，所述第四PMOS管M4的源端與全差分運算放大器A的正輸出端VOP相連；所述第一PMOS管M1和所述第三PMOS管M3的柵極均與第一增益控制電壓V_c1相連，第二PMOS管M2和第四PMOS管M4的柵極均與第二增益控制電壓V_c2相連；所述全差分運算放大器A包括第一級和第二級兩級結構及偏置電路和共模反饋電路，其中，第一級為套筒式共源共柵結構，第二級為共源級；所述可變增益放大器中的第一PMOS管M1、第三PMOS管M3、第二PMOS管M2、第四PMOS管M4均工作在線性區，其中，第一PMOS管M1和第二PMOS管M2的等效電阻為Rin：

$Rin=\frac{1}{{\mathrm{\μ}}_P{C}_{ox}\frac{W}{L}(VIN-V_{C1}-|V_{THP}\left|\right)}---\left(1\right)$

式(1)中，μ_P為PMOS的空穴遷移率，單位為cm²/V-s；C_ox為單位面積的柵氧化層電容，單位為F/cm²；為PMOS的寬長比；V_THP為PMOS的閾值電壓，單位為V；第三PMOS管M3和第四PMOS管M4的等效電阻為Rf：

$Rf=\frac{1}{{\mathrm{\μ}}_P{C}_{ox}\frac{W}{L}(VON-V_{C2}-|V_{THP}\left|\right)}---\left(2\right)$

式(2)中，式(1)中，μ_P為PMOS的空穴遷移率，單位為cm²/V-s；C_ox為單位面積的柵氧化層電容，單位為F/cm²；為PMOS的寬長比；V_THP為PMOS的閾值電壓，單位為V；所述可変增益放大器A的增益為A：

$A=-\frac{Rf}{Rin}=\frac{{\mathrm{\μ}}_P{C}_{ox}\frac{W}{L}(VIN-V_{C1}-|V_{THP}\left|\right)}{{\mathrm{\μ}}_P{C}_{ox}\frac{W}{L}(VON-V_{C2}-|V_{THP}\left|\right)}=\frac{V_{C1}-\left(VIN-\left|V_{THP}\right|\right)}{V_{C2}-\left(VON-\left|V_{THP}\right|\right)}---\left(3\right)$

所述指數增益控制電路用于產生兩個所述的第一增益控制電壓V_c1和第二V_c2增益控制電壓，所述指數增益控制電路的輸入為外部控制信號V_c，其中，第一PMOS管M1、第三PMOS管M3的柵極與第一增益控制電壓V_c1相連，第二PMOS管M2、第四PMOS管M4的柵極與第二增益控制電壓V_c2相連；所述指數增益控制電路的外部基準電流為I₀；所述指數增益控制電路包括17個MOS管和兩個電阻，17個MOS管分別記作MOS管M5、MOS管M6、MOS管M7、MOS管M8、MOS管M9、MOS管M10、MOS管M 11、MOS管M12、MOS管M13、MOS管M14、MOS管M15、MOS管M16、MOS管M17、MOS管M18、MOS管M19、MOS管M20和MOS管M21，兩個電阻為電阻R1和電阻R2；外部控制信號Vc與所述MOS管M5和所述MOS管M6的柵極相連；通過電流鏡形式，所述MOS管M14和MOS管M15將外部基準電流I₀鏡像給所述MOS管M11和MOS管M12，則流過所述MOS管M8的電流為所述MOS管M5和MOS管M12的電流之和，然后，通過所述MOS管M10的漏電流鏡像給所述MOS管M9，然后，鏡像給MOS管M21；同時，所述MOS管M9鏡像得到外部基準電流I₀與所述MOS管M6的電流之和流過所述MOS管M7，然后，鏡像給所述MOS管M20；電阻R1的一端與所述MOS管M20的漏端相連，電阻R1的另一端接地Vss；電阻R2的一端與M21的漏端相連，電阻R2的另一端接地Vss，從而，流經電阻R1的電流I_c1和流經電阻R2的電流I_c2分別為：

$I_{C1}=K_N{(V_{SS}+V_{THN})}^2\·\left\{\frac{I_0}{K_N{(V_{SS}+V_{THN})}^2}+{\left(1-\frac{V_C}{(V_{SS}+V_{THN})}\right)}^2\right\}---\left(4\right)$

式(4)中，μ_N為NMOS的空穴遷移率，單位為cm²/V-s；為NMOS的寬長比；V_THN為NMOS的閾值電壓，單位V；

$I_{C2}=K_P{(V_{DD}-|V_{THP}\left|\right)}^2\·\left\{\frac{I_0}{K_P{(V_{DD}-|V_{THP}\left|\right)}^2}+{\left(1-\frac{V_C}{(V_{DD}-|V_{THP}\left|\right)}\right)}^2\right\}---\left(5\right)$

式(5)中，第一增益控制電壓V_c1和第二增益控制電壓V_c2分別為：

V_C1＝I_C1·R₁ (6)

V_C2＝I_C2·R₂ (7)

令：電阻R1和電阻R2的阻值相等，設K_N＝K_P＝K，V_THN＝|V_THP|＝V_TH，V_DD＝-V_SS，則第一增益控制電壓V_c1和第二增益控制電壓V_c2的比值為：

$\frac{V_{C1}}{V_{C2}}=\frac{I_{C1}}{I_{C2}}=\frac{\frac{I_0}{K{(V_{DD}-V_{TH})}^2}+{\left(1+\frac{V_C}{(V_{DD}-V_{TH})}\right)}^2}{\frac{I_0}{K{(V_{DD}-V_{TH})}^2}+{\left(1-\frac{V_C}{(V_{DD}-V_{TH})}\right)}^2}---\left(8\right).$

與現有技術相比，本發明的有益效果是：

本發明提供的可變增益放大器采用閉環負反饋結構，在提高線性度的同時，實現了增益以指數形式連續可調。

附圖說明

圖1是本發明高線性度可変增益放大器的整體架構圖；

圖2是本發明中的指數增益控制電路結構圖；

圖3是本發明中可變增益放大器的控制信號V_C和輸入1dB壓縮點(P1dB)的關系圖；

圖4是本發明中可變增益放大器的控制信號V_C和增益的dB值之間關系圖。

具體實施方式

下面結合附圖和具體實施例對本發明技術方案作進一步詳細描述，所描述的具體實施例僅對本發明進行解釋說明，并不用以限制本發明。

如圖1所示，本發明一種高線性度可變增益放大器，包括用以對信號進行放大或衰減的可變增益放大器，其特征在于：所述可變增益放大器采用閉環負反饋結構，同時還采用產生增益控制電壓的指數增益控制電路，從而實現可變增益放大器的增益呈dB線性連續變化。

如圖1所示，所述可變增益放大器由全差分運算放大器A和第一PMOS管M1、第二PMOS管M2、第三PMOS管M3和第四PMOS管M4構成，所述第一PMOS管M1和第三PMOS管M3為輸入PMOS管，所述第二PMOS管M2和第四PMOS管M4為反饋PMOS管；所述第一PMOS管M1的源端連接至第一輸入信號VIP，所述第一PMOS管M1的漏端與所述全差分運算放大器A的正輸入端相連；所述第二PMOS管M2的源端連接至第二輸入信號VIN，所述第二PMOS管M2的漏端與所述全差分運算放大器A的負輸入端相連；所述第三PMOS管M3的漏端與全差分運算放大器A的正輸入端相連，所述第三PMOS管M3的源端與全差分運算放大器A的負輸出端VON相連；所述第四PMOS M4的漏端與全差分運算放大器A的負輸入端相連，所述第四PMOS管M4的源端與全差分運算放大器A的正輸出端VOP相連；所述第一PMOS管M1和所述第三PMOS管M3的柵極均與第一增益控制電壓V_c1相連，第二PMOS管M2和第四PMOS管M4的柵極均與第二增益控制電壓V_c2相連。

所述全差分運算放大器A包括第一級和第二級兩級結構及偏置電路和共模反饋電路，其中，第一級為套筒式共源共柵結構，第二級為共源級；加入了偏置電路和共模反饋電路，采用了共源共柵補償技術，以獲得足夠的相位裕度，保證反饋環路的穩定性。

所述可變增益放大器中的輸入PMOS即第一PMOS管M1和第三PMOS管M3，及反饋PMOS即第二PMOS管M2、第四PMOS管M4均工作在線性區，其中，第一PMOS管M1和第二PMOS管M2的等效電阻為Rin：

$Rin=\frac{1}{{\mathrm{\μ}}_P{C}_{ox}\frac{W}{L}(VIN-V_{C1}-|V_{THP}\left|\right)}---\left(1\right)$

式(1)中，μ_P為PMOS的空穴遷移率，單位為cm²/V-s；C_ox為單位面積的柵氧化層電容，單位為F/cm²；為PMOS的寬長比；V_THP為PMOS的閾值電壓，單位為V；

第三PMOS管M3和第四PMOS管M4的等效電阻為Rf：

$Rf=\frac{1}{{\mathrm{\μ}}_P{C}_{ox}\frac{W}{L}(VON-V_{C2}-|V_{THP}\left|\right)}---\left(2\right)$

式(2)中，式(1)中，μ_P為PMOS的空穴遷移率，單位為cm²/V-s；C_ox為單位面積的柵氧化層電容，單位為F/cm²；為PMOS的寬長比；V_THP為PMOS的閾值電壓，單位為V；

所述可変增益放大器A的增益為A：

$A=-\frac{Rf}{Rin}=\frac{{\mathrm{\μ}}_P{C}_{ox}\frac{W}{L}(VIN-V_{C1}-|V_{THP}\left|\right)}{{\mathrm{\μ}}_P{C}_{ox}\frac{W}{L}(VON-V_{C2}-|V_{THP}\left|\right)}=\frac{V_{C1}-(VIN-|V_{THP}\left|\right)}{V_{C2}-(VON-|V_{THP}\left|\right)}---\left(3\right)$

如圖2所示，本發明中所述指數增益控制電路的輸入為外部控制信號V_c，通過所述指數增益控制電路產生兩個增益控制電壓，即第一增益控制電壓V_c1和第二增益控制電壓V_c2，其中，第一PMOS管M1、第三PMOS管M3的柵極與第一增益控制電壓V_c1相連，第二PMOS管M2、第四PMOS管M4的柵極與第二增益控制電壓V_c2相連。所述指數增益控制電路的外部基準電流為I₀；所述指數增益控制電路包括17個MOS管和兩個電阻，其中，17個MOS管分別記作MOS管M5、MOS管M6、MOS管M7、MOS管M8、MOS管M9、MOS管M10、MOS管M 11、MOS管M12、MOS管M13、MOS管M14、MOS管M15、MOS管M16、MOS管M17、MOS管M18、MOS管M19、MOS管M20和MOS管M21，兩個電阻為電阻R1和電阻R2；各器件的連接關系如圖2所示，其中，MOS管M5、MOS管M7、MOS管M9、MOS管M11、MOS管M14、MOS管M17、MOS管M20、MOS管M21的源端接電源電壓VDD；MOS管M6、MOS管M8、MOS管M10、MOS管M13、MOS管M16、MOS管M18、MOS管M19的源端接地Vss；MOS管M5的柵極接外部控制信號V_C，MOS管M6的漏端與MOS管M8的柵漏、MOS管M12的漏端相連；MOS管M6的柵極接外部控制信號V_C，MOS管M6的漏端與MOS管M7的柵漏、MOS管M13的漏端相連；MOS管M7的柵漏短接，與MOS管M6的漏端、MOS管M13的漏端、MOS管M20的柵極相連；MOS管M8的柵漏短接，與MOS管M5的漏端、MOS管M10的柵極、MOS管M12的漏端相連；MOS管M9的柵漏短接與MOS管M10的漏端、MOS管M21的柵極相連；MOS管M10的柵極與MOS管M8的柵極相連，MOS管M10的漏端與MOS管M9的漏端相連；MOS管M11的柵極與MOS管M14的柵極、MOS管M15的漏端相連，MOS管M11的漏端與MOS管M12的源端相連；MOS管M12的源端與MOS管M11的漏端相連，MOS管M12的柵極與MOS管M15的柵極、MOS管M17的柵漏相連，MOS管M12的漏端與MOS管M5的漏端、MOS管M8的漏端相連；MOS管M13的漏端與MOS管M6的漏端、MOS管M7的漏端相連，MOS管M13的柵極與MOS管M16的柵極、MOS管M18的柵極、MOS管M19的柵極相連；MOS管M14的柵極與MOS管M11的柵極、MOS管M15的漏端相連，MOS管M14的漏端與MOS管M15的源端相連；MOS管M15的源端與MOS管M14的漏端相連，MOS管M15的漏端與MOS管M11的柵極、MOS管M14的柵極、MOS管M16的漏端相連，MOS管M15的柵極與MOS管M12的柵極、MOS管M17的柵漏相連；MOS管M16的漏端與MOS管M15的漏端相連，MOS管M16的柵極與MOS管M13的柵極、MOS管M18的柵極、MOS管M19的柵極相連；MOS管M17的柵漏短接與MOS管M12的柵極、MOS管M15的柵極、MOS管M18的漏端相連；MOS管M18的漏端與MOS管M17的漏端相連，MOS管M18的柵極與MOS管M13的柵極、MOS管M16的柵極、MOS管M19的柵極相連；MOS管M19的柵漏短接，與外部電流基準源相連；MOS管M20的柵極與MOS管M7的柵極相連，MOS管M20的漏端與電阻R1的一端相連，接到輸出控制電壓V_c1；MOS管M21的柵極與MOS管M9的柵極相連，MOS管M21的漏端與電阻R2的一端相連，接到輸出控制電壓V_c2；電阻R1和電阻R2的另一端接地Vss。本發明的外部控制信號V_c與所述MOS管M5和所述MOS管M6的柵極相連；通過電流鏡形式，所述MOS管M14和MOS管M15將外部基準電流I₀鏡像給所述MOS管M11和MOS管M12，則流過所述MOS管M8的電流為所述MOS管M5和MOS管M12的電流之和，然后，通過所述MOS管M10的漏電流鏡像給所述MOS管M9，然后，鏡像給MOS管M21；同時，所述MOS管M9鏡像得到外部基準電流I₀與所述MOS管M6的電流之和流過所述MOS管M7，然后，鏡像給所述MOS管M20；從而，流經電阻R1的電流I_c1和流經電阻R2的電流I_c2分別為：

$I_{C1}=K_N{(V_{SS}+V_{THN})}^2\·\left\{\frac{I_0}{K_N{(V_{SS}+V_{THN})}^2}+{\left(1-\frac{V_C}{(V_{SS}+V_{THN})}\right)}^2\right\}---\left(4\right)$

式(4)中，μ_N為NMOS的空穴遷移率，單位為cm²/V-s；為NMOS的寬長比；V_THN為NMOS的閾值電壓，單位V；

$I_{C2}=K_P{(V_{DD}-|V_{THP}\left|\right)}^2\·\left\{\frac{I_0}{K_P{(V_{DD}-|V_{THP}\left|\right)}^2}+{\left(1-\frac{V_C}{(V_{DD}-|V_{THP}\left|\right)}\right)}^2\right\}---\left(5\right)$

式(5)中，第一增益控制電壓V_c1和第二增益控制電壓V_c2分別為：

V_C1＝I_C1·R₁ (6)

V_C2＝I_C2·R₂ (7)

令：電阻R1和電阻R2的阻值相等，設K_N＝K_P＝K，V_THN＝|V_THP|＝V_TH，V_DD＝-V_SS，則第一增益控制電壓V_c1和第二增益控制電壓V_c2的比值為：

$\frac{V_{C1}}{V_{C2}}=\frac{I_{C1}}{I_{C2}}=\frac{\frac{I_0}{K{(V_{DD}-V_{TH})}^2}+{\left(1+\frac{V_C}{(V_{DD}-V_{TH})}\right)}^2}{\frac{I_0}{K{(V_{DD}-V_{TH})}^2}+{\left(1-\frac{V_C}{(V_{DD}-V_{TH})}\right)}^2}---\left(8\right)$

公式(8)是指數函數的一種近似表達式，因此本發明提供的可變增益放大器可以實現增益指數形式連續可調。

圖3示出了本發明高線性度可變增益放大器的外部控制信號V_C和輸入1dB壓縮點(P1dB)的關系，可以看出該可變增益放大器實現了較高的線性度。

圖4示出了本發明高線性度可變增益放大器的外部控制信號V_C和增益的dB值之間關系圖,可以看出該可變增益放大器實現了很好的dB線性關系,并獲得了22dB的連續增益范圍。

盡管上面結合附圖對本發明進行了描述，但是本發明并不局限于上述的具體實施方式，上述的具體實施方式僅僅是示意性的，而不是限制性的，本領域的普通技術人員在本發明的啟示下，在不脫離本發明宗旨的情況下，還可以做出很多變形，這些均屬于本發明的保護之內。