天線匹配電路、天線匹配電路模塊、天線裝置以及無線通信裝置的制作方法

本實用新型涉及例如UHF頻帶的通信中所用的天線匹配電路、天線匹配電路模塊、天線裝置以及無線通信裝置。

背景技術：

作為運用在例如便攜電話終端的應對多帶的天線裝置，公開了專利文獻1。圖21是表示專利文獻1的天線裝置的構成的圖。

圖21是低頻段側或高頻段側的可變匹配電路的構成例。該可變匹配電路由可變電抗部RC以及匹配部M構成?？勺冸娍共縍C由電感器La 與電容器Ca的并聯(lián)電路構成，該并聯(lián)電路與天線元件20的根部串聯(lián)連接。匹配部M由電感器Lb與電容器Cb的并聯(lián)電路構成，該并聯(lián)電路并聯(lián)連接在供電電路10與可變電抗部RC之間并聯(lián)連接。

現(xiàn)有技術文獻

專利文獻

專利文獻1：JP特開2011-55258號公報

技術實現(xiàn)要素：

實用新型要解決的課題

如圖21所示那樣，通過由可變電抗部將電抗切換為有效，能謀求天線的寬頻段化。

但由于近年的無線通信裝置的小型化的要求而使天線裝置的天線空間不斷受到制約。與此相伴，天線的輸入阻抗處于逐漸變低的傾向。若上述可變電抗部RC、匹配部M由電抗元件和開關構成，則與天線元件20 的阻抗的降低相伴，開關引起的電力損耗相對增大。

為了避免上述損耗的增大，即使假設在用電抗元件使天線元件的阻抗匹配后(增大天線元件的阻抗后)用開關進行電抗的切換，在該情況下也不能使天線的諧振頻率大幅變化。另外，在以電感器、電容器等使阻抗變化時，由于不能跨寬頻段(同時)進行阻抗變換，因此在要匹配的頻段的端部，開關引起的損耗增大。

為此本實用新型的目的在于，提供抑制開關引起的損耗并增大天線的諧振頻率的變化幅度的天線匹配電路、天線裝置以及具備其的無線通信裝置。

用于解決課題的手段

(1)本實用新型的天線匹配電路連接在連接供電電路的供電電路連接部與連接天線元件的天線元件連接部之間，具備與天線元件側連接的阻抗變換電路以及與供電電路側連接的可變電抗電路，所述阻抗變換電路包含變壓器耦合了的第1電感元件以及第2電感元件，所述可變電抗電路包含與收發(fā)信號傳輸路并聯(lián)或串聯(lián)連接的電抗元件和切換該電抗元件的連接狀態(tài)的開關。

根據(jù)上述構成，在以變壓器結構的阻抗變換電路提高阻抗的過程中，天線元件的Q值不會劣化(提高)。另外，由于是變壓器結構的阻抗變換電路，因此在阻抗變換比實質不存在頻率依賴性，能通過用開關切換電抗來進行跨寬頻段的阻抗匹配。詳細后述，但由于通過變壓器進行的阻抗變換，易于使需要的頻段的阻抗移動到史密斯圓圖上的第1象限、第4象限 (易于提高需要的頻段的阻抗)，因此能抑制后級(供電電路側)的電路中的損耗的影響。

(2)優(yōu)選是如下構成：所述第1電感元件與收發(fā)信號傳輸路串聯(lián)連接，所述第2電感元件與第1電感元件和所述天線元件的連接點并聯(lián)連接。由此，阻抗變換電路構成自耦變壓器型電路，能利用其寄生電感來減小電抗元件的需要的阻抗變化量。其結果，能抑制電抗元件的附加所引起的狹頻段化。

(3)優(yōu)選地，所述電抗元件包含與收發(fā)信號傳輸路串聯(lián)(串接)地連接的電容元件；和與收發(fā)信號傳輸路經(jīng)由開關并聯(lián)(分路)連接的電容元件。由此，能使因上述自耦變壓器型電路的并聯(lián)寄生電感而成為感性的阻抗通過串聯(lián)連接的電容元件或通過串聯(lián)連接的電容元件和并聯(lián)連接的電容元件容易地進行阻抗匹配。

(4)本實用新型的天線匹配電路模塊連接在連接供電電路的供電電路連接部與連接天線元件的天線元件連接部之間，具備與所述天線元件側連接的阻抗變換電路以及與所述供電電路側連接的可變電抗電路，所述阻抗變換電路包含內置于層疊多個電介質層而成的層疊坯體的變壓器耦合了的第1電感元件以及第2電感元件，所述可變電抗電路包含搭載或內置于所述層疊坯體、與收發(fā)信號傳輸路并聯(lián)或串聯(lián)連接的電抗元件；和搭載于所述層疊坯體、切換該電抗元件的連接狀態(tài)的開關。

(5)本實用新型的天線裝置特征在于，具有天線元件、與該天線元件連接的天線匹配電路，由上述(1)～(3)中任一者記載的天線匹配電路構成天線匹配電路。

(6)本實用新型的無線通信裝置特征在于，具有天線裝置、與該天線裝置連接的無線通信電路，由上述(5)記載的天線裝置構成天線裝置。

根據(jù)上述構成，能做出小型的天線裝置，且能跨寬頻段進行高增益下的通信。

實用新型的效果

根據(jù)本實用新型，不增大天線元件就能得到跨寬頻段而高增益的天線裝置以及無線通信裝置。

附圖說明

圖1(A)、圖1(B)是本實用新型的第1實施方式的天線裝置的電路圖。

圖2(A)是阻抗變換電路30的電路圖，圖2(B)是阻抗變換電路 30的等效電路圖。圖2(C)是阻抗變換電路30的等效電路圖。

圖3是考慮阻抗變換電路30的層疊坯體內的1次線圈以及2次線圈的配置關系而表征的電路圖。

圖4是阻抗變換電路30的各種導體圖案的立體圖。

圖5(A)、圖5(B)是表示圖1所示的天線匹配電路50的阻抗軌跡的移動的圖。

圖6(A)、圖6(B)、圖6(C)是表示可變電抗電路40的作用的圖。

圖7是作為比較例的天線匹配電路51的電路圖。

圖8是表示圖1所示的天線匹配電路50以及圖7所示的天線匹配電路51各自的插入損耗的頻率特性的圖。

圖9(A)、圖9(B)是表示現(xiàn)有結構的天線匹配電路的阻抗軌跡的移動的圖。

圖10(A)是表示第2實施方式所涉及的阻抗變換電路的連接狀態(tài)的圖。圖10(B)是表示從供電電路10觀察到的阻抗的軌跡的圖。

圖11(A)是表示比較例的阻抗匹配電路的連接狀態(tài)的圖。圖11(B) 是表示從該供電電路10觀察到的阻抗的軌跡的圖。

圖12(A)是表示基于圖10(B)所示的特性的天線以及阻抗變換電路30的天線裝置102的電路圖。圖12(B)是表示天線裝置102的插入損耗的頻率特性的圖。

圖13(A)是基于表示圖11(B)所示的特性的天線以及阻抗匹配電路的比較例的天線裝置的電路圖。圖13(B)是表示圖13(A)所示的比較例的天線裝置的插入損耗的頻率特性的圖。

圖14(A)、(B)、(C)是從可變電抗電路觀察阻抗變換電路30 側得到的阻抗位于史密斯圓圖的第1象限或第4象限時的可變電抗電路的示例。

圖15(A)、(B)、(C)是從可變電抗電路觀察阻抗變換電路30 側得到的阻抗位于史密斯圓圖的第2象限或第3象限時的可變電抗電路的示例。

圖16是在史密斯圓圖上示出圖14(A)、(B)、(C)以及圖15(A)、 (B)、(C)所示的電路的阻抗的移動路徑的示例的圖。

圖17是第4實施方式所涉及的天線匹配電路52以及天線裝置103的電路圖。

圖18是第4實施方式所涉及的阻抗變換電路31的等效電路圖。

圖19是第5實施方式所涉及的天線匹配電路模塊150的概略主視圖。

圖20是表示第6實施方式所涉及的便攜電話終端等的無線通信裝置的構成的圖。

圖21是表示專利文獻1的天線裝置的構成的圖。

具體實施方式

《第1實施方式》

圖1(A)、(B)是第1實施方式的天線匹配電路50以及天線裝置 101的電路圖。該天線裝置101由天線元件20和天線匹配電路50構成。在天線匹配電路50的供電電路連接部FC連接供電電路10，在天線元件連接部AC連接天線元件20。天線匹配電路50具有與天線元件20側連接的阻抗變換電路30以及與供電電路10側連接的可變電抗電路40。

天線元件20是能進行700MHz～960MHz頻帶的高頻信號的收發(fā)的天線元件。

阻抗變換電路30包含進行變壓器耦合的第1電感元件L1以及第2電感元件L2，由該第1電感元件L1和第2電感元件L2構成自耦變壓器型電路。

圖1(A)所示的可變電抗電路40包含與收發(fā)信號傳輸路并聯(lián)或串聯(lián)連接的電抗元件、和切換該電抗元件的連接狀態(tài)的開關。在該圖1(A) 所示的示例中，電容器C0與收發(fā)信號傳輸路串聯(lián)連接，在開關SW的電容器C1的選擇狀態(tài)下，電容器C1并聯(lián)(分路)地連接，在開關SW的電容器C2的選擇狀態(tài)下，電容器C2并聯(lián)(分路)地連接，在開關SW的電容器C3的選擇狀態(tài)下，電容器C3與電容器C0并聯(lián)連接。

圖1(B)所示的可變電抗電路40B，包含與收發(fā)信號傳輸路并聯(lián)或串聯(lián)連接的電抗元件、和切換該電抗元件的連接狀態(tài)的開關。在該圖1(B) 所示的示例中，電容器C0與收發(fā)信號傳輸路串聯(lián)連接，在開關SW1的接通狀態(tài)下，電容器C1并聯(lián)(分路)地連接，在開關SW2的接通狀態(tài)下，電容器C2并聯(lián)(分路)地連接，在開關SW3的接通狀態(tài)下，電容器C3 與電容器C0并聯(lián)連接。

圖2(A)是上述阻抗變換電路30的電路圖，圖2(B)是阻抗變換電路30的等效電路圖。阻抗變換電路30包含將第1電感元件L1和第2 電感元件L2經(jīng)由互感M緊密耦合的自耦變壓器型電路。該自耦變壓器型電路如圖2(B)所示那樣，能等效變換成基于3個電感元件Z1、Z2、Z3 的T型電路。即，該T型電路由：供電電路側的第1端口P1、與天線元件20連接的第2端口P2、與接地連接的接地端子G、連接到第1端口P1 與分支點A之間的電感元件Z1、連接到第2端口P2與分支點A之間的電感元件Z2、以及連接到接地端子G與分之間的第3電感元件Z3構成。

若以L1表征圖2(A)所示的第1電感元件L1的電感，以L2表征第 2電感元件L2的電感，以M表征互感，則圖2(B)的電感元件Z1的電感為L1+M，電感元件Z2的電感為-M，電感元件Z3的電感為L2+M。

圖2(B)所示的T型電路當中、構成在連接到供電電路的端口P1與連接到接地的接地端子G之間的部分(Z1以及Z3)是對基于變壓器比的阻抗變換做出貢獻的部分。即，阻抗變換電路30的阻抗變換比為(L1+ L2+2M)：L2。

圖2(C)是阻抗變換電路30的等效電路圖。在此，若為了簡化說明而考慮構成阻抗變換電路30的第1電感元件L1與第2電感元件L2的耦合系數(shù)k為1，則阻抗變換電路30能視作分路地連接的由電感器(并聯(lián)寄生電感)和理想變壓器IT構成的電路。在此，并聯(lián)寄生電感器的電感為 (L1+L2+2M)，M＝k·√(L1·L2)。理想變壓器IT是1次線圈與2次線圈的卷繞數(shù)比n∶1的阻抗變換電路。

上述并聯(lián)寄生電感因在小型的變壓器中不能構成電感大的線圈、和得不到耦合系數(shù)k大的(k＝1)變壓器等而出現(xiàn)。換言之，能通過確定電感元件L1、L2的電感以及耦合系數(shù)來設定上述并聯(lián)寄生電感。關于有效利用該并聯(lián)寄生電感的構成，之后詳述。

另外，雖然因在高頻下不能利用導磁率高的磁性體、在小型的變壓器中電感元件的卷繞數(shù)不能增多等而會出現(xiàn)漏電感(串聯(lián)寄生電感)，但并不貢獻于阻抗的實部的變換。

阻抗變換電路30，在層疊多個電介質基材層而成的層疊坯體設置導體圖案而成。即，阻抗變換電路30是層疊電介質的基材層和導體圖案的層疊體結構。圖3是考慮阻抗變換電路30的層疊坯體內的1次線圈以及2 次線圈的配置關系而表征的電路圖。圖4是阻抗變換電路30的各種導體圖案的立體圖。將這些形成導體圖案的電介質的基材層去除來進行描繪。

另外，基材層除了可以是電介質以外，還可以是磁性體。通過使用磁性體，能增大1次線圈與2次線圈的耦合(能得到更大的耦合系數(shù))。另外，也可以使用磁性體層和電介質層這兩方。

如圖4表征的那樣，分別形成導體圖案L1A、L1B所構成的第1環(huán)狀導體LP1、導體圖案L1C、L1D所構成的第2環(huán)狀導體LP2、導體圖案L2A 所構成的第3環(huán)狀導體LP3、導體圖案L2B所構成的第4環(huán)狀導體LP4。各層的導體圖案通過通路導體而層間連接。

在最下層的基材層的下表面形成第1端口(供電端口)P1、第2端口 (天線端口)P2、相當于接地端子G的端子以及其他安裝用端子(閑置端子NC)。這些端子形成在最下層的基材層的下表面。

第1電感元件(圖2(A)所示的L1)由第1環(huán)狀導體LP1以及第2 環(huán)狀導體LP2構成。第2電感元件(圖2(A)所示的L2)由第3環(huán)狀導體LP3以及第4環(huán)狀導體LP4構成。

第1環(huán)狀導體LP1以及第2環(huán)狀導體LP2在層方向上被夾入第3環(huán)狀導體LP3與第4環(huán)狀導體LP4之間。

第1環(huán)狀導體LP1的一部分的導體圖案L1B以及第2環(huán)狀導體LP2 的一部分的導體圖案L1C并聯(lián)連接。并且，第1環(huán)狀導體LP1的殘余部的導體圖案L1A以及第2環(huán)狀導體LP2的殘余部的導體圖案L1D分別與所述并聯(lián)電路串聯(lián)連接。

導體圖案L2A所構成的第3環(huán)狀導體LP3以及導體圖案L2B所構成的第4環(huán)狀導體LP4串聯(lián)連接。

圖5(A)、(B)是表示圖1所示的天線匹配電路50的阻抗軌跡的移動的圖。

圖5(A)、(B)是在史密斯圓圖上表征從圖1所示的點A0、A1、A2觀察天線元件20側的阻抗的圖。在圖5(A)中，軌跡T0是天線元件 20的阻抗(從圖1所示的A0看到的阻抗)的軌跡。在圖5(A)、(B) 中，軌跡T1是經(jīng)由阻抗變換電路30觀察天線元件的阻抗(從圖1所示的 A1看到的阻抗)的軌跡。另外，在圖5(B)中，軌跡T21、T22、T23是將可變電抗電路40的開關SW1、SW2、SW3設為給定狀態(tài)時、從供電電路10(圖1所示的A2)觀察天線元件20側的阻抗的軌跡。頻率掃描范圍均為700MHz～960MHz。阻抗軌跡上的點P7是700MHz頻帶的中心頻率 (720MHz)的位置，點P8是800MHz頻帶的中心頻率(850MHz)的位置，點P9是900MHz頻帶的中心頻率(920MHz)的位置。

在本說明書中，將史密斯圓圖的極坐標中的反射系數(shù)(復反射系數(shù)ρ) 的實數(shù)部為正、虛數(shù)部為正的區(qū)域稱作第1象限，將反射系數(shù)的實數(shù)部為負、虛數(shù)部為正的區(qū)域稱作第2象限，將反射系數(shù)的實數(shù)部為負、虛數(shù)部為負的區(qū)域稱作第3象限，將反射系數(shù)的實數(shù)部為正、虛數(shù)部為負的區(qū)域稱作第4象限。

阻抗變換電路30通過圖2(C)所示的理想變壓器IT使阻抗軌跡小圓化并提高阻抗。另外，通過圖2(C)所示的并聯(lián)寄生電感，上述小圓化的阻抗軌跡的中心沿著等電導圓逆時針旋轉。其結果，如圖5(A)、 (B)所示那樣，經(jīng)由阻抗變換電路30觀察天線元件20的阻抗的軌跡在史密斯圓圖上主要位于第1象限。

通過可變電抗電路40的作用，從供電電路10觀察天線元件20側的阻抗如圖5(B)所示的軌跡T21、T22、T23那樣向史密斯圓圖的中心方向移動。通過確定可變電抗電路的開關的狀態(tài)來匹配到700MHz頻帶，點 P7向中心ｏ接近那樣移動。另外，通過確定可變電抗電路的開關的狀態(tài)來匹配到800MHz頻帶，點P8向中心ｏ接近那樣移動。同樣地，通過確定可變電抗電路的開關的狀態(tài)來匹配到900MHz頻帶，點P9向中心o接近那樣移動。

圖6(A)、(B)、(C)是表示上述可變電抗電路40的作用的圖。用于以上述3個頻率帶分別進行匹配的可變電抗電路40的開關SW的狀態(tài)如以下那樣。

[表1]

圖6(A)表示為了匹配到700MHz頻帶而使開關SW成為表1所示的狀態(tài)時的阻抗軌跡的移動。通過圖1所示的可變電抗電路40的串聯(lián)電容器C0，阻抗軌跡T1如阻抗軌跡T21所示那樣移動。圖6(A)中的箭頭C0表征串聯(lián)電容器C0所引起的移動。

圖6(B)表示為了匹配到800MHz頻帶而使開關SW成為表1所示的狀態(tài)時的阻抗軌跡的移動。通過圖1所示的可變電抗電路40的串聯(lián)電容器C0以及并聯(lián)電容器C1，阻抗軌跡T1如阻抗軌跡T22所示那樣移動。圖6(B)中的箭頭C0表征串聯(lián)電容器C0所引起的移動，箭頭C1表征并聯(lián)電容器C1所引起的移動。

圖6(C)表示為了匹配到900MHz頻帶而使開關SW成為表1所示的狀態(tài)時的阻抗軌跡的移動。通過圖1所示的可變電抗電路40的串聯(lián)電容器C0、C3，阻抗軌跡T1如阻抗軌跡T23所示那樣移動。圖6(C)中的箭頭C0//C3表征串聯(lián)電容器C0、C3所引起的移動。

另外，在圖1(B)所示的構成的情況下，用于以上述3個頻率帶分別進行匹配的可變電抗電路40B的開關SW1、SW2、SW3的狀態(tài)例如如下那樣設定。

[表2]

如圖5(A)所示那樣，通過阻抗變換電路30，天線元件20的阻抗軌跡T0小圓化且移動到第1象限。然后如圖6(A)、(B)、(C)所示那樣，通過可變電抗電路40的作用，第1象限的小圓化的阻抗軌跡T1向史密斯圓圖的中心附近方向移動。

圖7是作為比較例的天線匹配電路51的電路圖。在該示例中，天線匹配電路51由串聯(lián)電容器C4、C5、串聯(lián)電感器L6、并聯(lián)電感器L0、開關SW4、SW5、SW6構成。

圖8是表示圖1所示的天線匹配電路50以及圖7所示的天線匹配電路51各自的插入損耗的頻率特性的圖。在圖8中，曲線IL7是使可變電抗電路40匹配到700MHz頻帶時的特性，曲線IL8是使可變電抗電路40 匹配到800MHz頻帶時的特性，曲線IL9是使可變電抗電路40匹配到 900MHz頻帶時的特性。另外，曲線IL7(P)是使天線匹配電路51匹配到700MHz頻帶時的特性，曲線IL8(P)是使天線匹配電路51匹配到 800MHz頻帶時的特性，曲線IL9(P)是使天線匹配電路51匹配到900MHz 頻帶時的特性。

在本實施方式所涉及的天線裝置中，通過由基于自耦變壓器型電路結構的變壓器的阻抗變換電路30以及可變電抗電路40的組合構成天線匹配電路50，如圖8所示那樣減輕了開關中的損耗，插入損耗特性最大改善了 1.7dB程度。

另外，假設由沒有頻率依賴性的變壓器構成阻抗變換電路30，則如圖 9(A)所示那樣，天線元件20的阻抗軌跡如T01所示那樣小圓化并向高阻抗方向移動。為了使該阻抗軌跡T01向史密斯圓圖的中心方向移動，在如圖9(A)所示那樣暫時向例如第1象限或第2象限移動后，通過電抗元件向中心方向移動。與此相對，根據(jù)本實施方式，由于阻抗變換電路30 是自耦變壓器型電路構成，因此在圖2(C)所示的并聯(lián)寄生電感的作用下，通過阻抗變換電路30，天線元件20的阻抗軌跡T0小圓化，且向第1 象限或第2象限移動(圖5(A))。因此，使阻抗軌跡移動到史密斯圓圖的中心的移動距離變短，能抑制頻段特性的劣化。另外，可以減少電抗元件的數(shù)量，可變電抗電路的構成也能單純化。

順帶一提，若要不使用變壓器而通過電抗元件進行阻抗匹配，則會因電抗元件的頻率特性(頻率依賴性)而讓阻抗軌跡伸長，能匹配的頻段變得非常窄。例如在圖9(B)中以阻抗軌跡T02示出的示例中，在點P7 (700MHz頻帶)，天線裝置從諧振大幅偏離，即使匹配到該頻段也會出現(xiàn)大的損耗。另外，若例如以并聯(lián)的電感器等進行阻抗變換，則在800～ 960MHz附近，阻抗變得非常低。因此在這些頻率帶中，開關中的損耗變得非常大。因此難以跨寬頻段進行匹配。與此相對在本實施方式中，由于通過變壓器進行阻抗變換，因此不會狹頻段化，不會出現(xiàn)以電抗元件進行匹配所引起的損耗。

《第2實施方式》

在第2實施方式中，特別示出開關引起的插入損耗的減少。

圖10(A)是表示第2實施方式所涉及的阻抗變換電路的連接狀態(tài)的圖。阻抗變換電路30的構成與第1實施方式中示出的構成同樣。圖10(B) 是表示從供電電路10觀察到的阻抗的軌跡的圖。圖11(A)是表示比較例的阻抗匹配電路的連接狀態(tài)的圖。在該示例中，由并聯(lián)連接的電感器L 構成匹配電路。圖11(B)是表示從該供電電路10觀察到的阻抗的軌跡的圖。

在圖10(B)中，阻抗軌跡上的標記m1、m2、m3的頻率以及從供電電路10觀察到的阻抗如下那樣。

[m1]

700MHz

15.6+j90.0Ω

[m2]

880MHz

5.69+j26.7Ω

[m3]

960MHz

4.56+j44.8Ω

在該示例中，700MHz頻帶的阻抗位于第1象限，800MHz頻帶以及 900MHz頻帶的阻抗位于第2象限。

另一方面，在比較例的圖11(B)中，阻抗軌跡上的標記m1、m2、 m3的頻率以及阻抗如以下那樣。

[m1]

700MHz

7.52+j40.6Ω

[m2]

880MHz

2.06+j5.81Ω

[m3]

960MHz

1.37+j12.0Ω

在圖11(A)、(B)所示的比較例中，雖然在700MHz頻帶中阻抗變高，但在800MHz頻帶以及900MHz頻帶中，阻抗變得非常低而未進行匹配。如此在并聯(lián)連接的電感器L中，雖然對某頻段提高了阻抗，但不能進行跨寬頻段的阻抗匹配。

圖12(A)是表示基于圖10(B)所示的特性的天線以及阻抗變換電路30的天線裝置102的電路圖。在該示例中，在阻抗變換電路30與供電電路10之間插入可變電抗電路41?？勺冸娍闺娐?1由SP3T(single pole triple throw(switch)單刀三擲(開關))形式的開關SW和電容器C0、 C1、C2、C3構成。

圖12(B)是表示天線裝置102的插入損耗的頻率特性的圖。在圖12 (B)中，曲線IL7(1)、IL7(3)是使可變電抗電路41匹配到700MHz 頻帶時的特性，曲線IL8(1)、IL8(3)是使可變電抗電路41匹配到800MHz 頻帶時的特性，曲線IL9(1)、IL9(3)是使可變電抗電路41匹配到900MHz 頻帶時的特性。另外，標注(1)的曲線IL7(1)、IL8(1)、IL9(1) 是開關SW的電阻值是1Ω時的特性，標注(3)的曲線IL7(3)、IL8(3)、 IL(3)是開關SW的電阻值為3Ω時的特性。如此，即使開關SW的電阻值大，插入損耗的增加量也不足0.3dB程度。

圖13(A)是基于表示圖11(B)所示的特性的天線以及阻抗匹配電路的比較例的天線裝置的電路圖。在該示例中，在并聯(lián)連接的電感器L與供電電路10之間插入可變電抗電路42?？勺冸娍闺娐?1由串聯(lián)連接的電容器Ca、Cb、Cc、并聯(lián)連接的電感器L1、Lb、Lc以及開關SWa、SWb 構成。通過開關SWa、SWb的切換來選擇串聯(lián)連接的電容器和并聯(lián)連接的電感器所構成的3組電路的任一者。

圖13(B)是表示圖13(A)所示的比較例的天線裝置的插入損耗的頻率特性的圖。在圖13(B)中，曲線IL7(1)、IL7(3)是使可變電抗電路42匹配到700MHz頻帶時的特性，曲線IL8(1)、IL8(3)是使可變電抗電路42匹配到800MHz頻帶時的特性，曲線IL9(1)、IL9(3) 是使可變電抗電路42匹配到900MHz頻帶時的特性。另外，標注(1)的曲線IL7(1)、IL8(1)、IL9(1)是開關SWa的電阻值為1Ω(開關SWb 的電阻值為0Ω)時的特性，標注(3)的曲線IL7(3)、IL8(3)、IL(3) 是開關SWa的電阻值為3Ω(開關SWb的電阻值為0Ω)時的特性。若開關SWa的電阻值成為1Ω到3Ω，則800MHz頻帶以及900MHz頻帶中的插入損耗也增加約2dB。這是因為，在800MHz頻帶以及900MHz頻帶中，成為在阻抗非常低的電路連接開關的狀態(tài)，較強地受到開關的損耗所帶來的影響(參考圖11(B))。即，是因為根據(jù)阻抗匹配的末端條件看起來開關的損耗較大。

與此相對，根據(jù)本實施方式，由于在阻抗變換電路30中阻抗變高，因此難以受到可變電抗電路41的開關SW的損耗的影響。其結果，如圖 12(B)所示那樣，設置開關SW所帶來的插入損耗的增大非常小。

《第3實施方式》

在第3實施方式中，示出可變電抗電路的幾個不同的構成?？勺冸娍闺娐芬酝獾奶炀€裝置的構成如圖1所示那樣。

圖14(A)、(B)、(C)是從可變電抗電路觀察阻抗變換電路30 側得到的阻抗位于史密斯圓圖的第1象限或第4象限時的可變電抗電路的示例。圖15(A)、(B)、(C)是從可變電抗電路觀察阻抗變換電路 30側得到的阻抗位于史密斯圓圖的第2象限或第3象限時的可變電抗電路的示例。

圖16是史密斯圓圖上示出圖14(A)、(B)、(C)以及圖15(A)、 (B)、(C)所示的電路的阻抗的移動路徑的示例的圖。

在從可變電抗電路觀察阻抗變換電路30側得到的阻抗在圖16中位于點Pa1時，使用圖14(A)所示的電路構成。即，通過并聯(lián)連接的電容器 Cp以及串聯(lián)連接的電容器Cs來進行阻抗匹配。

在從可變電抗電路觀察阻抗變換電路30側得到的阻抗在圖16位于點 Pb1時，使用圖14(B)所示的電路構成。即，通過并聯(lián)連接的電容器Cp 以及串聯(lián)連接的電感器Ls來進行阻抗匹配。

在從可變電抗電路觀察阻抗變換電路30側得到的阻抗在圖16中位于點Pc1時，使用圖14(C)所示的電路構成。即，通過并聯(lián)連接的電感器 Lp以及串聯(lián)連接的電容器Cs來進行阻抗匹配。

在從可變電抗電路觀察阻抗變換電路30側得到的阻抗在圖16中位于點Pa2時，使用圖15(A)所示的電路構成。即，通過串聯(lián)連接的電容器 Cs以及并聯(lián)連接的電感器Lp來進行阻抗匹配。

在從可變電抗電路觀察阻抗變換電路30側得到的阻抗在圖16中位于點Pb2時，使用圖15(B)所示的電路構成。即，通過串聯(lián)連接的電感器 Ls以及并聯(lián)連接的電容器Cp來進行阻抗匹配。

在從可變電抗電路觀察阻抗變換電路30側得到的阻抗圖16中位于點 Pc2時，使用圖15(C)所示的電路構成。即，通過串聯(lián)連接的電容器Cs 以及并聯(lián)連接的電容器Cp來進行阻抗匹配。

如以上所示那樣，通過串聯(lián)連接的電抗元件以及并聯(lián)連接的電抗元件來進行阻抗匹配。然后，通過開關來切換串聯(lián)電抗元件或并聯(lián)電抗元件，以使串聯(lián)連接的電抗元件以及并聯(lián)連接的電抗元件的值成為與頻率帶相應的給定值。特別在用開關切換值不同的并聯(lián)連接的多個電抗元件的情況下，總是連接阻抗最高的元件，用開關連接阻抗低于該元件的阻抗的元件。由此，由于一直連接的元件不經(jīng)由開關，因此不受到開關的損耗(失真)。另外，能將開關的切換次數(shù)(信號所通過的開關的數(shù)量)設為最小限，能減小開關中的損耗，還能使用廉價開關。

《第4實施方式》

圖17是第4實施方式所涉及的天線匹配電路52以及天線裝置103的電路圖。該天線裝置103由天線元件20和天線匹配電路52構成。在天線匹配電路52的供電電路連接部FC連接供電電路10，在天線元件連接部 AC連接天線元件20。天線匹配電路52具有與天線元件20側連接的阻抗變換電路31以及與供電電路10側連接的可變電抗電路41。

阻抗變換電路31由變壓器耦合了的第1電感元件L1以及第2電感元件L2構成。

可變電抗電路41包含串聯(lián)連接的電容器C0、C1、并聯(lián)連接的電容器 C2、C3、以及開關SW。

圖18是上述阻抗變換電路31的等效電路圖。阻抗變換電路31如圖 18所示那樣，能視作由3個電感元件Ls1、Ls2、Lm所構成的T型電路和理想變壓器IT構成的電路。在此，電感元件Lm是勵磁電感，電感元件 Ls1是1次側的漏電感，電感元件Ls2是換算到1次側的2次側的漏電感。若漏電感Ls1、Ls2小，則與圖2(C)所示的電路同樣地，在并聯(lián)連接的電感元件Lm的作用下，經(jīng)由阻抗變換電路31觀察天線元件20得到的阻抗的軌跡在史密斯圓圖上主要位于第1象限。因此，能在與第1實施方式的情況同樣的可變電抗電路的作用下進行阻抗匹配。

《第5實施方式》

圖19是第5實施方式所涉及的天線匹配電路模塊150的概略主視圖。該天線匹配電路模塊150由變壓器部130和開關切換電路140構成。變壓器部130是在層疊多個電介質基材層而成的層疊坯體設置導體圖案所構成的芯片。在層疊坯體的內部形成構成例如圖4所示的阻抗變換電路30的各種導體圖案。另外，在層疊坯體的內部形成構成可變電抗電路的電容器圖案等各種電抗元件。在變壓器部130的上表面形成用于搭載開關切換電路140的電極。在變壓器部130的下表面形成安裝用電極。

開關切換電路140例如是SP3T的FET開關的芯片。該開關切換電路 140搭載在變壓器部130的上表面。

另外，可變電抗電路也可以通過在變壓器部130的上表面搭載貼片電容器、貼片電感器而構成。

通過如此將天線匹配電路模塊化，能使天線匹配電路小型化，另外與此相伴的損耗變小。

通過將如此模塊化的天線匹配電路模塊150安裝在電路基板，能容易地構成天線匹配電路。

《第6實施方式》

圖20是表示第6實施方式所涉及的便攜電話終端等無線通信裝置201 的構成的圖。在該圖20中僅表征了無線通信裝置201的筐體內的主要部。在筐體內設置天線元件20以及電路基板，在電路基板形成接地導體60來設置天線匹配電路50以及作為無線通信電路的供電電路10。

天線元件20構成從供電電路10連接2個輻射元件20a、20b的T分支型的天線。輻射元件20a被設計得成為在LowBand(700MHz～960MHz 頻帶)下進行λ/4諧振(λ：LowBand的波長)那樣的電長度。輻射元件 20b被設計得成為在HighBand(1.7GHz～2.1GHz頻帶)下進行λ/4諧振 (λ：HighBand的波長)那樣的電長度。另外，該天線的動作原理只是一例。例如關于HighBand，也可以設計成在輻射元件整體(20a+20b)進行 (3/4)λ諧振。

在以上所示的各實施方式中示出在LowBand中分別匹配到700MHz 頻帶、800MHz頻帶、900MHz頻帶的示例，但同樣也可以對HighBand (1.7GHz～2.1GHz頻帶)運用。在該情況下，對應于HighBand中的天線元件20的特性來構成阻抗變換電路30以及可變電抗電路40即可。

標號的說明

C0、C1、C4、C5 串聯(lián)電容器

C2、C3 并聯(lián)電容器

AC 天線元件連接部

FC 供電電路連接部

G 接地端子

IT 理想變壓器

T0、T01、T02 阻抗軌跡

T1 阻抗軌跡

T21、T22、T23 阻抗軌跡

L0 并聯(lián)電感器

L1 第1電感元件

L1A、L1B、L1C、L1D 導體圖案

L2 第2電感元件

L2A、L2B 導體圖案

L6 串聯(lián)電感器

LP1 第1環(huán)狀導體

LP2 第2環(huán)狀導體

LP3 第3環(huán)狀導體

LP4 第4環(huán)狀導體

M 匹配部

P1 第1端口

P2 第2端口

RC 可變電抗部

SW1、SW2、SW3、SW4、SW5、SW6 開關

Z1、Z2、Z3 電感元件

10 供電電路

20 天線元件

20a、20b 輻射元件

30、31 阻抗變換電路

40、41、42 可變電抗電路

50、51、52 天線匹配電路

60 接地導體

101、102、103 天線裝置

130 變壓器部

140 開關切換電路

150 天線匹配電路模塊

201 無線通信裝置