分布式噪聲整形裝置的制作方法

發明領域

本發明涉及用于衰減特定頻帶中的不期望的噪聲和失真的電平而不會在相同頻帶內類似地衰減期望信號的電平的系統、裝置、方法和技術。

背景

通常，使用反饋來衰減特定頻帶中的加性噪聲和失真的電平而不衰減相同頻帶中的信號的電平的過程被稱為噪聲整形。后續處理跟隨其后的使用反饋將損壞的輸出信號(即受損的輸出信號)與輸入參考信號進行組合，使得不需要的信號損傷被用一個傳遞函數(即噪聲傳遞函數)濾波，同時期望的輸入信號被用不同的傳遞函數(即信號傳遞函數)濾波。實際上，噪聲和失真被轉移(即通過噪聲傳遞函數整形)到位于輸入信號的頻帶之外的頻率(例如，由單次傳遞函數確定的頻帶)。產生這種噪聲整形響應的處理有時被稱為調制，并且與該處理相關聯的電路有時被稱為調制器。噪聲整形的常見實例包括用于頻率合成的鎖相環(PLL)和用于數據轉換的Δ-Σ(ΔΣ)調制器。

圖1A所示的電路10A是常規用于整形損壞壓控振蕩器(VCO)的輸出的相位噪聲的示例性PLL。電路10A的PLL產生具有比頻率(f_REF)大N倍的頻率(f_OUT)的輸出信號(即輸入信號的版本)，其中N是由在反饋路徑中的分頻器(例如，分頻器15)的操作確定的整數。在電路10A中，VCO 13的輸出端3A的相位變化(噪聲)被反饋回到相位檢測器7A(例如，作為來自分頻器15的信號6A)，其中，該相位變化與參考輸入1A組合。環路濾波器9A(即包括隱性頻率-相位積分器21)內的二階積分導致(相位)噪聲傳遞函數H_NTF(即從VCO 13內的噪聲加法的虛擬點到PLL10A的輸出端3A的傳遞函數)，其形式為：

其中，環路濾波器9A的系數確定固有頻率ω_n和PLL的阻尼因子。用于常規PLL(例如，電路10A)的噪聲傳遞函數(NTF)的典型圖是圖1B的曲線31。如圖1B所示，VCO的相位噪聲用高通響應來進行整形，使得相位噪聲在小于ω_n的頻率處被衰減。相反，相同的處理產生從PLL的輸入端2到PLL的輸出端3A信號傳遞函數H_STF，其形式為：

用于電路10A的信號傳遞函數(STF)產生低通響應，例如圖1B的曲線32。因此，在PLL的輸出端處，噪聲整形導致用一個傳遞函數(即高通響應)進行濾波的VCO的相位變化(即噪聲)，并且導致用不同的傳遞函數(即低通響應)進行濾波參考輸入的相位變化(即信號)。

常規的Δ-Σ調制器是分別在圖2A和2B中示出的電路10B和10C。調制器10B和10C在連續時間輸入信號上工作，并因此被稱為連續時間Δ-Σ(CT-ΔΣ)調制器。常規的CT-ΔΣ調制器使用多倍于輸入信號帶寬的采樣率(即輸入信號被過采樣)，產生連續時間輸入信號(例如，模擬信號1B)的粗量化版本(例如，數字信號3B和3C)。如圖2A和2B所示，常規的CT-ΔΣ調制器包括：1)輸入組合操作(例如，在減法器7B內)；2)二階積分功能(例如，在環路濾波器9B和9C內)；3)舍入/截斷功能(例如，在量化器14內)；和4)反饋數/模(D/A)轉換功能(例如，在D/A轉換器17內)。CT-ΔΣ調制器的變體是離散時間Δ-Σ(DT--ΔΣ)調制器，其包括在調制器輸入端處的采樣保持功能，使得調制器工作在離散時間信號上。參考圖2A和2B，調制器10B和10C產生(量化)噪聲傳遞函數H_NTF(即從量化器14內的噪聲加法的虛擬點到調制器10B和10C的輸出端3B和3C的傳遞函數)，其形式為：

并產生信號傳遞函數H_STF(即從輸入端1B到調制器10B和10C的輸出端3B和3C的傳遞函數)，其形式為：

NTF產生高通并類似于圖1B所示的曲線31的頻率響應，而STF產生低通并類似于圖1B所示的曲線32的頻率響應。常規的ΔΣ調制器不是衰減在VCO的輸出端處引入的低頻相位噪聲，而是衰減由粗量化操作引入的低頻量化噪聲(即來自量化器14的噪聲)。

常規ΔΣ調制器的替代方案是圖2C所示的雙工反饋環路(DPL)電路10D。像常規ΔΣ調制器一樣，DPL電路10D產生連續時間輸入信號(例如，模擬信號1B)的過采樣和粗量化版本，使得由粗量化操作引入的量化噪聲(例如，來自量化器14的噪聲)在由輸入信號1B占用的頻帶中被衰減。此外，DPL類似于常規ΔΣ調制器之處在于，它不會明顯衰減輸入信號本身。然而，與其通過環路濾波器(即通過前饋路徑中的積分器)將組合操作(例如，加法器7C)的輸出連接到粗量化操作(例如，量化器)的輸入，不如DPL通過反饋通過以下項的線性組合而產生的信號(即信號6D)來對噪聲進行整形：1)量化器輸入的濾波版本(即節點19處的量化器輸入信號4D)；和2)量化器輸出的濾波版本(即量化器輸出3D)。由于DPL不依賴于有源積分器或前饋路徑中的濾波，DPL與常規ΔΣ調制器相比具有顯著的性能優勢，包括：1)DPL更適合高頻操作，因為沒有限制處理帶寬的有源積分器；以及2)DPL具有STF，STF基本上全通，因為濾波發生在反饋路徑內。參考圖2C所示的方框圖，DPL 10D的線性化噪聲傳遞函數(NTF)的形式為：

并且其可以被示出為，為了濾波器響應(例如，H₁、H₂和H₃)的適當選擇，DFL 10D產生與常規ΔΣ調制器相當的二階噪聲整形響應。更具體地說，濾波器響應的適當選擇是：

其中是正或負標量，W_ij(s)是第一到第五階的低通響應。圖2D和2E的框圖示出了一種方法，通過該方法二階DPL結構(例如，廣義調制器10E)可以被適配以產生根據四階響應對量化噪聲進行整形的DPL結構(例如，廣義調制器10F)。

無論預期的應用(例如，相位噪聲的衰減、量化噪聲等)或所使用的裝置的類型(例如，PLL、ΔΣ調制器、DFL等)，在高頻處的有效噪聲整形需要能夠進行寬帶操作的電路。圖3A所示的分布式放大器表示用于擴展標準放大器配置(即采用標準形式的負反饋的放大器)的工作帶寬的常規方法。在標準配置(例如，共發射極或共源極配置中的晶體管)中，放大器的帶寬和增益由于米勒效應而反相關，這會導致有源設備的電容隨著增益的增加而增加。諸如圖3A的電路20的分布式放大器使用兩種策略的組合來克服增益相關帶寬的問題：1)為了減小米勒效應的影響，將多個低增益放大器(例如，增益單元26A)的輸出相加；以及2)為了避免附加電容的問題(不然其將限制帶寬)，有源設備的本征電容(例如，包括增益單元26A的跨導元件的輸入或輸出電容)與分立電感器(例如，電感器33A)結合以形成“人造”傳輸線(例如，輸入傳輸線25A和輸出傳輸線35A)的電抗性阻抗段(例如，L段27A和27B)。術語“人造”傳輸線通常用于描述由級連電感器-電容器段(例如，L段27A和27B)組成的梯形網絡，因為這樣的結構接近實際傳輸線的一般性質(例如，特征阻抗、傳播延遲、頻率依賴衰減等)。通常，人造傳輸線分別是圖3B和圖3C的電路30A和30B所示的類型。電路30A和30B中的每一個終止于的特征阻抗，并包括具有串聯電感L(例如，來自離散電感器33B)和并聯電容C_gm(例如，來自分立電容器34A)的L段(例如，L段27C)。電路30A采用其中第一電抗性元件是具有等于1/2·L的電感的串聯電感器的配置，并且電路30B采用其中第一電抗性元件是具有等于1/2·C_gm的電容的并聯電容器的配置。電路30A和30B的每個L段引入傳播延遲t_PD，其等于

并且總體上，每個電路產生具有近似由以下公式給出的帶寬的低通響應：

有時，AC耦合電容器被添加到人造傳輸線，使得只有AC信號能夠從網絡的一端傳播到另一端。

再次參考圖3A的放大器20，電抗性阻抗段(例如，L段27A和27B)中的每一個由(例如，來自分立電感器33Ad的)串聯電感組成，其在連接點(例如，連接點28A和38A)處被耦合至有源設備的輸入或輸出處的本征并聯電容(即人造傳輸線30A和30B的電容C_gm由相應增益單元的輸入或輸出處的本征電容提供)。在放大器20中，每個電抗性阻抗段(例如，L段27A和27B)包括增益(例如，跨導)單元，并因此，放大器具有分布級的數量n(即常規地定義為增益單元的總數)，其等于電抗性阻抗段的總數。可替代地，一些L段可以包括分立電容器，而不是增益單元，這將使得分布級的數量小于電抗性阻抗段的總數。放大器20的總帶寬BW獨立于分布級的數量n，并且根據以下公式近似地由的每個L段的帶寬確定：

其中L是與每個L段相關聯的總電感，并且C_gm是與每個L段相關聯的并聯電容。此外，根據以下公式，隨著分布級的數量增加，放大器20的總(電壓)增益A_V線性增加，

其中：1)n是分布級(即增益單元)的數量；2)g_m是與每個增益單元相關聯的跨導；以及3)是人造傳輸線的終端電阻。因此，放大器20的增益與帶寬無關，而僅取決于分布式梯形網絡內的增益單元的數量(即分布級的數量)。通常使用常規拓撲來實現與每個電抗性阻抗段相關聯的增益單元，常規拓撲包括：1)圖4A的共源極放大器；2)圖4B的可變增益共源共柵；3)圖4C的寬帶共源共柵；和/或4)圖4D的可變增益/延遲放大器。

基本分布式放大器(例如，圖3A的基本放大器20)的常規變體包括圖5A所示的級聯分布式放大器50和圖5B所示的矩陣分布式放大器60。在常規的級聯和矩陣結構中，多個人造傳輸線被分組在一起成為復合布置，其為相同數量的增益單元提供更高的總增益。除了輸入傳輸線(例如，人造傳輸線25B)和輸出傳輸線(例如，人造傳輸線35B)之外，圖5A所示的級聯分布式放大器50還包括中間傳輸線(例如，人造傳輸線45B)。通過增益單元26B和26C，中間傳輸線45B提供在輸入傳輸線25B和輸出傳輸線35B之間的耦合路徑。由于分布式布置(即跨越公共傳輸線25B的增益單元26B的并聯耦合和跨越公共傳輸線35B的增益單元26C的并聯耦合)和級聯布置(即將增益單元26B的輸出與公共傳輸線45B的增益單元26C的輸入跨越公共傳輸線45B的串聯耦合)中的增益單元的耦合，與級聯放大器50相關聯的電壓增益由以下公式給出：

其中n是分布級的數量，而m是級聯級的數量(例如，對于放大器50，m＝2)。如本文所用，術語“分布級”是指被如此連接的那些電抗性阻抗段，從而使得：1)與一個L段相關聯的增益單元的輸入端以并行布置耦合到與另一個L段相關聯的增益單元的輸入端(例如，具有經由傳輸線25B耦合的輸入端的增益單元26B或經由傳輸線45B耦合的輸入端的增益單元26C)；或等效地：2)與一個L段相關聯的增益單元的輸出端以并行布置耦合到與另一個L段相關聯的增益單元的輸出端(例如，具有經由傳輸線45B耦合的輸出端的增益單元26B或具有經由傳輸線35B耦合的輸出端的增益單元26C)。如本文所使用的，術語“級聯級”是指電平的數量，與一組分布級相關聯的增益單元(例如，包括增益單元26B的第一組平行L段)通過該電平以串聯布置(即輸入端到輸出端)耦合到與另一組分布級相關聯的增益單元(例如，包括增益單元26C的第二組平行L段)。與圖5A的放大器20一樣，放大器50的增益與帶寬無關(即帶寬僅取決于包括網絡的組成L段的電感和電容)。更具體地說，放大器50的電壓增益隨著分布級的數量n(即并聯的增益單元的數量)而線性增加，并且隨著級聯級的數量m(即通過其分布級組串聯耦合的電平的數量)的增加而幾何增加。

多個傳輸線也可以通過增益單元耦合到圖5B所示的矩陣配置中。與級聯放大器50相比，圖5B的矩陣放大器60通常利用較少的級來實現特定的電壓增益A_V。然而，由于更多的有源設備共享共同的連接點，所以對于矩陣配置來說，與電抗性阻抗段中的任意電抗性阻抗段(例如，與L段27E-G中的任何一個相關聯的最大并聯電容)相關聯的最大并聯電容更大。在級聯放大器50的每個連接點處有單個有源設備(例如，每個連接點28B、38B和48B處的單個有源設備)，而對于矩陣放大器60，幾個連接點共享兩個有源設備(例如，兩個有源設備共享連接點29和39中的每個)。由于放大器帶寬與并聯電容成反比，矩陣放大器60通常具有比級聯放大器50更低的帶寬。此外，矩陣放大器60通常每級具有比級聯放大器50更低的增益，因為：1)電壓增益A_V與終端電阻R_項成正比；和2)終端電阻R_項與并聯電容C_gm成反比。因此，雖然矩陣配置提供了較少級(即較少的電抗性阻抗段)的潛在優點，但是這種優點是犧牲每級的較低帶寬和/或較低的增益的。

除了放大器電路之外，常規上已經使用分布式架構來實現寬帶功率分配器和寬帶功率組合器。圖6A所示的常規功率分配器70使用以下方式將輸入信號72路由到兩個不同的輸出端(例如，輸出端73A和73B)：1)單個輸入傳輸線(例如，人造傳輸線75A)；2)一對輸出傳輸線(例如，人造傳輸線85A和85B)；以及3)多個增益單元(例如，g_m單元26E)。對于相同的增益單元和相同的電抗性阻抗段(例如，L段)，信號功率在兩個輸出之間分配的比例取決于與輸出傳輸線之一相對于另一個相關聯的級(即增益單元)的數量。相反地，圖6B中所示的常規功率組合器80通過使用以下方式將兩個不同的輸入信號(例如，輸入82A和82B)相加來產生單個輸出(例如，輸出83)：1)一對輸入傳輸線(例如，人造傳輸線75B和75C)；2)單個輸出傳輸線(例如，人造傳輸線85C)；以及3)多個增益單元(例如，g_m單元26F)。對于相同的增益單元和相同的電抗性阻抗段，輸入信號組合的比例取決于與輸入傳輸線的其中一個相對于另一個相關聯的級數(即增益單元)。使用類似的結構，可以增加輸出傳輸線(即，和增益單元)的數量以將功率分配給多于兩個輸出線，或者可以增加輸入傳輸線(即，和增益單元)的數量以組合來自多于兩個的輸入線的功率。

已經利用分布式網絡來擴展執行信號放大、功率分配和功率組合功能的常規裝置的工作帶寬。然而，分布式網絡在執行通常由鎖相環和Δ-Σ調制器提供的噪聲整形功能的電路的設計中尚未被使用。因此，為了支持模擬和數字信號處理速度的進步，需要一種分布式噪聲整形裝置(即調制器)，其提供比通過常規方法可能操作帶寬的更寬的操作帶寬。

發明概述

本發明提供了一種用于噪聲整形應用的改進的調制器，其使用分布式網絡來衰減特定頻帶中的不期望的噪聲和失真的電平，而不衰減相同頻帶中的期望信號的電平。與用于噪聲整形的常規電路相比，根據本發明的優選實施例的分布式調制器可以在非常寬的帶寬和非常高的頻率上提供有效的噪聲整形。因此，這種分布式調制器在由于高的操作頻率而使有源設備的本征電容是重要的問題的應用中特別有利。

因此，本發明的一個具體實施例涉及一種用于對噪聲和失真進行整形的裝置，該噪聲和失真通過外部(輔助)采樣/量化設備對連續時間輸入信號的采樣和量化引入，并且該裝置包括：1)用于接收在時間和值上連續的輸入信號的輸入線；2)用于向外部(輔助)采樣/量化設備提供所述輸入信號的幅度縮放和時間延遲版本的第一輔助線；3)用于從外部采樣/量化設備接收量化信號的第二輔助線；4)第一有源梯形網絡，其具有耦合到輸入線的第一輸入端、第二輸入端、耦合到第一輔助線的第一輸出端，以及第二輸出端；以及5)第二有源梯形網絡，其具有耦合到所述第一有源梯形網絡的第二輸出端的第一輸入端、耦合到所述第二輔助線的第二輸入端和耦合到所述第一有源梯形網絡的所述第二輸入端的輸出端。兩個有源梯形網絡包括多個電抗性阻抗段(例如，L段)，每個電抗性阻抗段包括：至少一個并聯電容元件，作為有源(即增益單元)或無源(即電容器)設備；以及至少一個串聯電感元件。此外，每個電抗性阻抗段具有等于或超過用于整個裝置的最大工作頻率的低通轉角頻率的頻率響應。在級連中，一個或多個電抗性阻抗段形成受控阻抗傳輸通道，傳播信號通過該傳輸通道在時間上延遲、幅度上被縮放并然后與其他信號組合以產生輸出信號。第一(前饋)有源梯形網絡通過受控阻抗傳輸通道產生輸出信號，其：1)將從第一輸入端耦合的信號與從第二輸入端耦合的信號組合；以及2)將時間延遲引入到所得到的組合信號，該時間延遲等于或超過與任何電抗性阻抗段(即包括第一或第二有源梯形網絡的任何電抗性阻抗段)相關聯的最小傳播延遲。第二(反饋)有源梯形網絡通過將從第一輸入端耦合的連續可變(即在值上連續的)信號與從第二輸入端耦合的量化(即在值上離散)信號組合來生成輸出，使得兩種信號通過一個或多個受控阻抗傳輸通道傳播，其：1)包括電抗性阻抗段的唯一組合；以及2)創建不同的傳播路徑，通過該傳播路徑應用不同量的時間延遲和幅度縮放。組合地，第一和第二有源梯形網絡的受控阻抗傳輸通道形成不同的反饋路徑，先前的輸出信號通過該路徑耦合到輸入信號。通過任何反饋路徑的時間延遲與通過任何其它反饋路徑時間延遲相差等于或超過與任何電抗性阻抗段相關聯的最小傳播延遲(即在第一或第二梯形網絡內的L段的任何一個的最小傳播延遲)。此外，該裝置的操作使得：1)不同反饋路徑的數量確定由整個裝置產生的噪聲響應的階數；2)通過各種反饋路徑應用的幅度縮放確定噪聲整形響應中頻譜最小值的位置；以及3)不管與噪聲整形響應相關聯的階數或頻譜最小值，信號響應在預期的工作帶寬上幾乎是全通的。

組合上述本發明的任何實施例的分布式調制器通常可以在高頻率處有效地運行，以對由外部(輔助)設備引入到寬帶信號的不期望的噪聲和失真(包括由粗量化器、非線性放大器或噪聲振蕩器引入的噪聲和失真)進行整形。這種調制器可使用在各種商業、工業和軍事應用中，例如，在各種直接轉換發射機、軟件定義或認知的無線電、多通道通信發射機、全數字雷達系統和高速任意波形發生器中。

前面的概述僅旨在提供本發明的某些方面的簡要描述。通過結合附圖參考權利要求和優選實施例的以下詳細描述，可以獲得對本發明的更完整的理解。

附圖簡述

在下面的公開中，參照附圖描述本發明。然而，應當理解，附圖僅描繪了本發明的某些代表性和/或示例性實施方式和特征，并且不旨在以任何方式限制本發明的范圍。以下是各附圖的簡要說明。

圖1A是常規鎖相環的框圖，其根據二階響應對壓控振蕩器的輸出端的相位噪聲進行整形；圖1B是示出常規鎖相環的信號傳遞函數和噪聲傳遞函數的幅度響應的曲線圖。

圖2A是常規Δ-Σ調制器的框圖，其根據二階響應來對量化噪聲進行整形，并且利用運算放大器來執行前饋積分操作；圖2B是常規Δ-Σ調制器的框圖，其根據二階響應對量化噪聲進行整形，并利用跨導放大器來執行前饋積分操作；圖2C是雙工反饋環路的框圖，其使用反饋濾波器來根據二階響應對量化噪聲進行整形；圖2D是雙工反饋回路的廣義框圖，其根據二階響應對量化噪聲進行整形；以及圖2E是雙工反饋環路的廣義框圖，根據四階響應對量化噪聲進行整形。

圖3A是常規分布式放大器的框圖，其包括輸入傳輸線、輸出傳輸線和多增益單元；圖3B是人造傳輸線的框圖，其包括多個電抗性阻抗段并且具有作為第一電抗性元件的串聯電感器；并且圖3C是人造傳輸線的框圖，其包括多個電抗性阻抗段并且具有作為第一電抗性元件的并聯電容器。

圖4A是常規增益單元的框圖，其包括共源極配置中的有源設備；圖4B是常規增益單元的框圖，其包括共源共柵配置中的兩個有源設備，其中增益控制由可變柵極偏置電壓提供；圖4C是增益單元的框圖，其包括寬帶共源共柵配置中的兩個有源設備和電抗性元件，其中增益控制由可變柵極偏置電壓提供；以及圖4D是增益單元的框圖，其包括一種配置中的三個有源設備和電抗性元件，該配置通過獨立的柵極偏置電壓提供增益控制和延遲控制。

圖5A是常規級聯分布式放大器的框圖，其中多個增益單元通過輸入傳輸線、輸出傳輸線和中間傳輸線耦合；以及圖5B是常規矩陣分布式放大器的框圖，其中使用多個人造傳輸線來耦合分布式布置和級聯布置中的多個增益單元。

圖6A是常規電路的框圖，其使用多個人造傳輸線和增益單元以將單個輸入信號分配到兩個不同輸出線；以及圖6B是常規電路的框圖，其使用多個人造傳輸線和增益單元將兩個不同的輸入信號組合成單個輸出信號。

圖7A是根據本發明的代表性實施例的分布式調制器的簡化框圖，其使用用于前饋處理的第一有源梯形網絡和用于反饋處理的第二有源梯形網絡對噪聲和失真進行整形；以及圖7B是根據本發明的代表性實施例的兩個分布式調制器的簡化框圖，其根據用于多級(噪聲)整形(MASH)的常規方案來配置。

圖8A是分布式調制器的示例性實現的框圖，其根據二階響應對噪聲和失真進行整形，并且利用多個增益單元和電抗性阻抗段來形成受控阻抗傳輸通道，在該通道上傳播信號在時間上被延遲并且在幅度上被縮放；圖8B是示出利用根據本發明的優選實施例的分布式調制器的二階DPL的示例性噪聲傳遞函數的幅度響應的曲線圖；圖8C是分布式調制器的第一替代實現的框圖，其根據二階響應對噪聲和失真進行整形，并利用多個增益單元和電抗性阻抗段來形成受控阻抗傳輸通道，在該通道上傳播信號在時間上被延遲并在幅度上被縮放；以及圖8D是分布式調制器的第二替代實施方案的框圖，其根據二階響應對噪聲和失真進行整形，并利用多個增益單元和電抗性阻抗段來形成受控阻抗傳輸通道，在該通道上傳播信號在時間上被延遲并且在幅度上被縮放。

圖9A是分布式調制器的示例性實現的框圖，其根據四階響應對噪聲和失真進行整形，并利用多個增益單元和電抗性阻抗段來形成控制阻抗傳輸通道，在通道上傳播信號在時間上被延遲并且在幅度上被縮放；以及圖9B是示出利用根據本發明的優選實施例分布式調制器的四階DPL的示例性噪聲傳遞函數的幅度響應的曲線圖。

優選實施例的描述

已經開發了諸如并行處理的常規方法，其允許現代數字信號處理器以超過組成部件的限制的有效速率操作。本發明人發現分布式網絡提供相應地擴展模擬信號處理器的工作帶寬的方式。鑒于此，本發明提供用于在比常規方法可獲得的帶寬和頻率更高的帶寬和頻率處的噪聲整形調制的新穎的分布式結構。在常規調制器中，使用由于增益和帶寬之間的基本權衡(例如，米勒效應)而表現出差的高頻性能(即固定的增益-帶寬產品防止帶寬增加而增益不成比例的減小)的有源積分器(例如，運算放大器、跨導放大器)來執行噪聲整形。認識到需要擴展常規噪聲整形調制器的工作帶寬，特別是基于DFL架構的噪聲整形調制器的工作帶寬，本發明人通過適應用于實現分布式放大器、分布式功率分配器和分布式功率組合器的一些方法來開發了創新的分布式調制器結構。根據本發明的優選實施例的分布式調制器通過以下方式克服常規調制器的帶寬限制：1)將有源設備與分立電感器組合以形成受控阻抗傳輸通道并減輕常規的增益-帶寬依賴性；以及2)使用所得到的受控阻抗傳輸通道來產生從其構成雙工反饋環路的反饋濾波器響應。這種方法在某些方面可以被認為是兩種常規技術(分布式放大器和復合反饋環路)的獨特和新穎的適應。如下面更詳細地討論的，使用這種方法通常可以克服與常規的噪聲整形方法相關的帶寬限制。

在圖7A中示出了根據本發明的優選實施例的分布式調制器(例如，分布式調制器100A)的簡化框圖。在優選實施例中，分布式調制器包括兩個有源梯形網絡：執行前饋處理的一個網絡(例如，網絡107A)和執行反饋處理的另一個網絡(例如，網絡108A)。參考圖2C所示的雙工反饋環路(DPL)，調制器100A的有源梯形網絡107A在功能上與DPL 10D的組合器7C相當；以及調制器100A的有源梯形網絡108A在功能上與DPL 10D的反饋濾波器8相當。每個有源梯形網絡包括多個電抗性阻抗段(例如，常規L段)，其與多個增益單元(例如，常規跨導放大器)一起形成控制阻抗傳輸通道，在該通道上傳播信號在時間上被延遲并在幅度上被縮放。優選地，每個電抗性阻抗段具有超過整個調制器的最大工作頻率(f_B)的低通轉角頻率(f_C)，其優選地定制成輸入信號的頻率特性(例如，信號101)。前饋網絡107A將連續可變(即在值上連續的)輸入信號101與連續可變反饋信號106A組合，并且優選地應用最小附加處理以產生輸出信號104A和105A。更具體地，在優選實施例中，該最小附加處理僅包括時間延遲，該時間延遲小于調制器的最大工作頻率的倒數，使得τ≤1/(2·π·f_B)。輸出信號104A優選地耦合到外部(輔助)采樣/量化設備，其作為信號103A(信號104A的量化和過采樣版本)返回。然而，應當注意，在替代實施例中，輸出信號104A可以被提供給不同類型的外部設備(其可以引入不同種類的噪聲和/或失真)，并且可以從該不同類型的外部設備接收輸入信號103A。然而，為了便于討論，以下實施例通常假設外部設備執行采樣和量化(引入這種操作的噪聲和失真特性)。反饋網絡108A與連續可變信號105A(即來自前饋網絡107A的輸出信號)一起處理量化信號103A(例如，來自外部量化器的輸出信號)，以產生反饋信號106A。優選地，反饋網絡108A內的處理使得信號103A和信號105A都通過多個受控阻抗傳輸通道傳播，其中每個通道：1)包括電抗阻抗段(例如，L段)和增益單元(例如，跨導放大器)的唯一組合；以及2)建立不同的反饋路徑(即結合梯形網絡107內的傳播)，不同量的時間延遲和幅度縮放通過該路徑應用于傳播信號。更具體地，在優選實施例中，與不同反饋路徑(即通過梯形網絡107A和108A內的電抗性阻抗段的級連形成的受控阻抗傳輸通道中的任何一個)相關聯的傳播延遲不同于與任何其他不同的反饋路徑相關聯的傳播延遲，相差不小于由任何電抗性阻抗段(即包括第一或第二梯形網絡的任何L段)產生的最小延遲(δ)。因此，與任何兩個不同反饋路徑相關聯的傳播延遲的最大差值等于或超過N·δ，其中N是與調制器100A相關聯的不同反饋路徑的總數。此外，當信號通過各種反饋路徑傳播時，優選地將它們組合成單個輸出(例如，輸出信號106A)。

如本文所使用的，術語“耦合”或該詞的任何其他形式旨在意味著直接連接或通過諸如電抗性阻抗段、增益單元或其他處理塊的一個或多個其他元件連接。應當注意，示例性調制器100A還提供：1)量化的輸出信號(例如，信號102A)，其是量化信號103A的時間延遲和幅度縮放版本；以及2)模擬由外部(輔助)設備的采樣/量化操作引入的噪聲和失真的監視信號(例如，信號109A)。然而，在替代實施例中，不存在信號102A，并且從外部(輔助)設備直接提取量化信號。在另外的替代實施例中，監視信號不存在。

圖8A提供了根據本發明的優選實施例的分布式調制器的更詳細的框圖，其使用電抗性阻抗段和增益單元來對具有二階響應的噪聲進行整形。圖8A所示的分布式調制器150A包括：1)用于接收輸入信號101的輸入線；2)用于提供輸出信號102B的輸出線；3)用于提供誤差信號109B的監視線；以及4)用于接收量化信號103A并提供連續可變信號104B的兩個輔助線。如圖8A所示，電路150A包含多個電抗性阻抗段和增益單元(例如，跨導單元126A-126G)，其被分組成四個人造傳輸線(例如，傳輸線115、125、135和145)。人造傳輸線115包含兩個電抗性阻抗段(即具有兩個相關聯的連接點的兩個完整的L段)，人造傳輸線125包含單個電抗性阻抗段(即具有一個相關聯的連接點的一個完整L區段)，人造傳輸線135包含兩個電抗性阻抗段(即具有兩個相關聯的連接點的兩個完整的L段)，并且人造傳輸線145包含四個電抗性阻抗段(即具有四個相關聯的連接點的四個完整的L段)。由示例性電路150A執行的信號處理使得，在第一有源梯形網絡(例如，前饋網絡107B)內，輸入信號101被耦合到中央節點118A(即通過電感器36A和增益單元126A)，其中中央節點118A與反饋信號106B組合。然后，當組合的信號傳播通過由電感器36B和增益單元126B和126C的本征(輸入)電容形成的L段時，組合的信號在幅度上被縮放并且在時間上被延遲，以便在節點119A處產生信號，該信號變為輔助的輸出104B和信號105B。信號104B優選地被提供給外部(輔助)設備，其作為信號103B(信號104B的量化和過采樣版本)返回。由于量化和采樣，信號103B可以具有例如與連續可變信號104B和105B相比更高的失真和噪聲電平。隨后，將量化信號103B和連續可變信號105B作為輸入提供給第二有源梯形網絡(例如，反饋網絡108B)，其中在節點116A處，量化信號103B(即在通過增益單元126D之后)與已經經受由分立電感器36C、增益單元126D的本征(輸出)電容和增益單元126E的本征(輸入)電容形成的L段的傳播延遲的信號105B的版本合并。在調制器150A的示例性實施例中，在接合點116A處的合并信號然后被分布在兩個受控阻抗傳輸通道之間：1)第一傳輸通道，其建立第一反饋路徑，并且在該通道上合并的信號通過增益單元126E和126F被耦合到中央連接點118A；以及2)第二傳輸通道，其建立第二反饋路徑，并且在該通道上合并的信號通過增益單元126G和126F被耦合到中央連接點118A(即在也通過與人造傳輸線145相關聯的電抗性阻抗段之后)。從節點116A，通過第一傳輸通道傳播的信號(即穿過第一反饋路徑的信號)不經受額外的延遲(例如，信號不通過附加的L段傳播)。然而，通過第二傳輸通道傳播的信號(即穿過第二反饋路徑的信號)經受兩個額外的延遲：1)由分立電感器36D和分立電容器34B形成的L段的附加延遲；以及2)由分立電感器36E和增益單元126G的本征(輸入)電容形成的L段的附加延遲。最后，通過第一傳輸通道傳播的信號(即通過第一反饋路徑完成傳輸的信號)和通過第二傳輸通道傳播的信號(即通過第二反饋路徑完成傳播的信號)在中央連接點118A處與輸入信號101的已經通過電感器36A和增益單元126A傳播的版本被組合。

參考示例性調制器150A，第二傳輸通道(即梯形網絡108B中的傳輸通道，其中信號通過增益單元126G)的附加延遲意味著，與穿過第一反饋路徑的任何信號相比，穿過第二反饋路徑的任何信號被延遲大于電抗性阻抗段的傳播延遲的兩倍的量(即假設由分立電感器36D和分立電容器34B形成的L段的傳播延遲等于由分立電感器36E和增益單元126G的本征電容形成的L段的傳播延遲)。通常，由穿過任何一個不同的反饋路徑產生的時間延遲優選地不同于從穿過任何其它不同的反饋路徑產生的時間延遲，相差的量等于或超過與任何電抗性阻抗段相關聯的最小傳播延遲(即包括第一或第二有源梯形網絡的任何L段的最小傳播延遲)。這里，如果由該反饋路徑產生的時間延遲與由任何其它反饋路徑產生的時間延遲不同，相差的量等于或超過與電抗性阻抗段的任何一個相關聯的最小傳播延遲，則反饋路徑被稱為“不同”。此外，應當注意，當由分立電感器36A和增益單元126A的本征(輸入)電容形成的L段具有足夠高的截止頻率(例如，超過輸入信號101所占用的最大頻率的截止頻率)時，由于輸入信號101被耦合到中間連接點118A，引入到輸入信號101的時間延遲和幅度縮放對于調制器操作是無關緊要的。在優選實施例中，量化信號(例如，信號103B)和連續可變信號(例如，信號105B)在相反的相位被合并(例如，在連接點116A處)，使得：1)合并信號是量化信號和連續可變信號之間的差；以及2)合并的信號模擬由外部(輔助)設備的量化操作引入的噪聲和失真。在調制器150A的示例性實施例中，合并信號的版本(即誤差信號)作為輸出109B被耦合到監視器線，其例如可以用作：1)校準過程的參考；和/或2)根據常規的多級(噪聲)整形(MASH)配置(例如，參見圖7B的調制器100B)的到第二調制器級的輸入。然而，在替代實施例中，監視線不存在。

再次參考圖8A的示例性調制器150A，輸入信號(例如，信號103B)的量化版本和輸入信號(例如，信號105B)的連續可變版本在通過第一傳輸通道和不同的第二傳輸通道耦合到中央連接點前(例如，中央節點118A之前)優選地被合并成復合(即錯誤)信號。然而，在替代實施例中，輸入信號的量化版本和輸入信號的連續可變版本保持其分離的標識，并且通過單獨的傳輸通道耦合到中央連接點(例如，輸入信號的量化版本通過兩個通道反饋，這兩個通道物理上不同于輸入信號的連續變化版本通過其反饋的兩個通道)。本文中，如果形成一個傳輸通道的電抗性阻抗段的組合不是形成另一傳輸通道的電抗性阻抗段的相同組合，則傳輸通道被稱為“物理上不同”。優選地，第一反饋路徑和第二反饋路徑包括不同的增益單元和不同的電抗性阻抗段，使得相對于幅度縮放(即幅度響應)和/或時間延遲(即組延遲響應)，應用到穿過第一反饋路徑的信號的濾波不同于應用到穿過第二反饋路徑的信號的濾波。在優選實施例中，包括任何有源梯形網絡的每個電抗性阻抗段具有超過整個調制器的最大工作頻率(f_B)的低通轉角(即截止)頻率(f_C)，使得：

其中L_k和C_k分別是與第k個電抗性阻抗段相關聯的總串聯電感和并聯電容(即分立或本征電容)。假設對于每個電抗性阻抗段，L_k＝L和C_k＝C(即每個電抗性阻抗段具有等效的傳遞函數)，則通過任何電抗性阻抗段的傳播延遲(t_PD)由下式給出：

在優選實施例中，整個調制器的最大工作頻率大于由輸入信號占用的最大頻率，使得電抗性阻抗段不會明顯地減小輸入信號的帶寬。然而，在替代實施例中，電抗性阻抗段可以提供輸入信號的適度頻帶限制(例如，為了抗混疊的目的)，和/或通過電抗性阻抗段的傳播延遲可以不同于通過另一電抗性阻抗段的傳播延遲(例如，可以與同一人造傳輸線內或在不同人造傳輸線內的電抗性阻抗段不同)。

對于每個電抗性阻抗段產生可忽略的頻帶限制和相等延遲的情況(即優選條件)，應用到輸入信號的連續可變版本(即作為穿過第一和第二反饋路徑的合并信號的一部分)的總濾波H₁(s)·H₃(s)近似由下式給出：

并且應用到輸入信號的量化版本(即作為穿過第一和第二反饋路徑的合并信號的一部分)的總濾波H₂(s)·H₃(s)近似地由下式給出

其中：1)參數是(標量)增益項；2)W_ij(s)參數是濾波器響應(例如，上述等式中由于可忽略的頻帶限制的示例性全通響應)；3)上述等式中的第一項(即H_FBK1或H′_FBK1)是應用于穿過第一反饋路徑的信號的集合濾波(即通過第一和第二有源梯形網絡內的電抗性阻抗段進行濾波的組合)；以及4)上述等式中的第二項(即H_FBK2或H′_FBK2)是應用到穿過第二反饋路徑的信號的集合濾波(即通過第一和第二有源梯形網絡內的電抗性阻抗段的組合濾波)。因此，為了和的適當的選擇，示例性調制器150A可用于產生形成二階雙工反饋環路(DPL)的基礎的反饋濾波器響應。配置為用作DPL來操作，示例性調制器150A具有近似全通的信號傳遞函數(STF)，并且具有由以下公式給出的噪聲傳遞函數(NTF)：

在優選實施例中，跨導單元中的至少一些是可變增益設備(例如，基于圖4B-4D的常規實現)，使得在DPL配置中，NTF的頻率響應中的頻譜零點可以放置在任意頻率，使用控制電壓(例如，柵極偏置電壓)來調整DPL參數圖8B是示出具有全通濾波器響應W_ij(s)的二階DPL的NTF響應的圖，其已經通過循環參數(即,和)被配置，以便在0.25赫茲的歸一化頻率(即t_PD＝0.5)處產生頻譜零點。

根據本發明的優選實施例的替代示例性調制器是圖8C所示的分布式調制器150B。示例性調制器150B的功能與示例性調制器150A的功能相當，除了：1)所有電抗性阻抗段被分組以形成具有兩個L段的人造傳輸線，其中兩個L段具有兩個相關連接點；以及2)每個L段的總并聯電容相等(即每個L段包含由增益單元、分立電容器34G&34H或增益單元和分立電容器34D-34F的組合產生的兩個電容元件)。與示例性調制器150A相比，示例性調制器150B包含更多的電抗性阻抗段(即調制器150A的L段的總數為10，并且調制器150B的L段的總數為13)，其被分組為更多的人造傳輸線(即調制器150A的人造傳輸線的總數為4，調制器150B的人造傳輸線的總數為6)，但是使用均勻的人造傳輸線和相等的電容負載可導致設計和實現效率。類似于示例性調制器150A，示例性實施例150B中的處理使得輸入信號101的幅度縮放和時間延遲版本在中央連接點118B處與穿過第一反饋路徑(即經由包括梯形網絡108B的增益單元136F-136H的第一傳輸通道)的合并(即錯誤)信號和穿過第二反饋路徑(即經由包括梯形網絡108B的增益單元136F、137A和137B和136H的第二傳輸通道)的合并信號組合。從節點116B通過第一傳輸通道傳播的信號不經受附加的延遲(即信號不通過附加的L段傳播)。然而，從節點116B通過第二傳輸通道傳播的信號經受兩個附加的延遲：1)由分立電感器37D、分立電容器34F和增益單元137A的本征(輸入)電容形成的L段的附加延遲；以及2)由分立電感器37E、增益單元136H的本征(輸入)電容和增益單元136G的本征(輸出)電容形成的L段的附加延遲。假設L段具有相等的傳播延遲，穿過第二反饋路徑的任何信號的時間延遲與穿過第一反饋路徑的任何信號的時間延遲之間的差是電抗性阻抗段的傳播延遲的兩倍。如在示例性調制器150A中，反饋到調制器150B的中央連接點118B的信號是通過以相反相位合并輸入信號的量化版本(即通過增益單元136D和136E的信號103C的耦合)和輸入信號的連續變化版本(即由通過包括增益單元136B和電感器37C的傳輸通道的幅度縮放和時間延遲產生的信號101的版本)而產生的信號(即誤差信號)。在示例性調制器150B的優選實施例中，通過任何人造傳輸線的每個電抗性阻抗段的傳播延遲(t_PD)相等，并且每個電抗性阻抗段的截止頻率(f_C)大于由輸入信號(～f_B)占用的最大頻率。因此，應用到輸入信號的連續變化版本(即作為穿過第一和第二反饋路徑的合并信號的一部分)的總濾波H₁(s)·H₃(s)近似地由下式給出：

并且應用到輸入信號的量化版本(即作為穿過第一和第二反饋路徑的合并信號的一部分)的總濾波H₂(s)·H₃(s)近似地由下式給出：

而之前(即而對于調制器150A)：1)參數是(標量)增益項；2)W_ij(s)參數是濾波器響應(例如，上述等式中由于可忽略的頻帶限制的示例性全通響應)；3)上述等式中的第一項(即H_FBK1或H′_FBK1)是應用于穿過第一反饋路徑的信號的集合濾波(即通過第一和第二有源梯形網絡內的電抗性阻抗段進行濾波的組合)；以及4)上述等式中的第二項(即H_FBK2或H′_FBK2)是應用到穿過第二反饋路徑的信號的集合濾波(即通過第一和第二有源梯形網絡內的電抗性阻抗段進行濾波的組合)。如示例性實施例150B所示，可以使用分布式調制器(例如，調制器150A和150B)來獲得等效噪聲整形功能，該分布式調制器使用電抗性阻抗段的各種布置和分組來產生和反饋輸入信號的量化和連續可變版本(即，以形成各種人造傳輸線和受控阻抗傳輸通道)。

根據本發明的優選實施例的另一示例性調制器是圖8D所示的分布式調制器150C。示例性調制器150C的功能類似于示例性調制器150A和150B的功能。然而，與示例性調制器150A和150B相比，調制器150C的有源梯形網絡形成具有并聯電容(分立或本征)的人造傳輸線，而不是作為第一電抗性元件的串聯電感。電路150C的布置在利用的面積方面是有利的，因為可以使用更少數量的電感器來實現這種分布式調制器。與分別包括14個和19個分立電感器的示例性調制器150A和150B相反，示例性調制器150C包括11個分立電感器。

使用有源梯形網絡來對具有四階響應的噪聲進行整形的分布式調制器是圖9A所示的電路200。分布式調制器200包括：1)用于接收輸入信號101的輸入線；2)用于提供輸出信號102D的輸出線；3)用于提供誤差信號109D的監視線；以及4)用于接收量化信號103D并提供連續可變信號104D的兩個輔助線。示例性調制器200與示例性調制器150B類似之處在于，所有電抗性阻抗段被分組成具有兩個L段(即具有兩個相關聯的連接點)的人造傳輸線，并且每個L段的總并聯電容相等(即每個L段包含作為增益單元和/或分立電容器的兩個電容元件)。如圖9A所示，包括調制器200的電抗性阻抗段被分組為總共10個人造傳輸線。在連接點116C處，輸入信號101的連續可變版本(即由通過包括增益單元156A和156B以及電感器41A-41C的傳輸通道的幅度縮放和時間延遲產生的信號101的版本)與輸入信號101的量化版本(即經由通過增益單元156C和156D的信號103D的耦合)合并。優選地，連續可變和量化的信號與相反的相位合并，使得：1)合并信號是量化信號和連續可變信號之間的差；以及2)合并的信號模擬由外部(輔助)設備的采樣/量化操作引入的噪聲和失真。合并的信號(即誤差信號)從連接點116C被分布在兩個受控阻抗傳輸通道之間：1)第一傳輸通道，其建立第一反饋路徑，并且合并的信號在其上通過增益單元156E-156G耦合到連接點117B；以及2)第二傳輸通道，其建立第二反饋路徑，并且合并的信號在其上通過增益單元156E和156G、增益單元157A和157B以及電感器41D和41E耦合到連接點117B。在連接點117B處，在第一傳輸通道上傳播的信號與在第二傳輸通道上傳播的信號組合以形成第一復合信號。然后，第一復合信號通過增益單元157D和157E耦合到中央連接點118C，并且還分布在兩個附加的受控阻抗傳輸通道之間：1)第三傳輸通道，其建立第三反饋路徑，并且第一復合信號在其上通過增益單元158A和158B以及電感器41F&41G耦合到中間連接點117C；以及2)第四傳輸通道，其建立第四反饋路徑，并第一復合信號在其上通過增益單元158A、增益單元158C和158D、電感器41F和41G以及電感器42A和42B耦合到中間連接點117C。在中間連接點117C處，在第三傳輸通道上傳播的信號與在第四傳輸通道上傳播的信號組合以形成第二復合信號，其通過增益單元157E耦合到中央連接點118C。最后，第一復合信號(即在第一和第二傳輸通道上傳播的信號的組合)和第二復合信號(即在第三和第四傳輸通道上傳播的信號的組合)在中央連接點118C處與輸入信號101的已經通過電感器41A和增益單元156A傳播的版本結合。類似于示例性調制器150A和150B，調制器200包括：提供量化信號(例如，信號102D)的輸出線；以及監視線，其提供模擬由外部(輔助)設備的采樣/量化操作引入的噪聲和失真的信號(例如，信號109D)。然而，在替代實施例中，輸出線和/或監視線不存在。

參考示例性調制器200，第二(反饋)有源梯形網絡內的電抗性阻抗段的配置相對于連續可變信號(例如，信號105D)或量化信號(例如信號103D)形成四個不同的反饋路徑。穿過第一反饋路徑(即從節點118C通過網絡108D的第一受控阻抗傳輸通道回到節點118C的路徑)的任何連續可變信號經受時間延遲，其等于兩個電抗性阻抗的傳播延遲：1)由分立電感器41B和增益單元156B和157C的本征(輸入)電容形成的L段的延遲；以及2)由分立電感器41C、增益單元156E的本征(輸入)電容以及增益單元156D的本征(輸出)電容形成的L段的延遲。相比之下，穿過第二反饋路徑的任何連續可變信號都經受等于四個電抗性阻抗段的傳播延遲的時間延遲(即總共四個L段的延遲)。連續可變信號通過兩種模式中的一種模式穿過第二反饋路徑(即從節點118C回到節點118C的路徑)，該兩種模式是：1)包括網絡108D的第一和第三受控阻抗通道的復合模式，使得信號以相繼順序通過增益單元156B、156E-156G、158A和158B和157E；以及2)包括網絡108D的第二受控阻抗通道的簡單模式，使得信號以相繼順序通過增益單元156B和156E、157A和157B、156G以及157D和157E。等于六個電抗性阻抗段的傳播延遲(即總共六個L段的延遲)的延遲被引入到通過兩種復合模式中的任一種模式穿過第三反饋路徑的任何連續可變信號，兩種復合模式是：1)第一復合模式，其包括網絡108B的第一和第四受控阻抗通道，使得信號以相繼順序通過增益單元156B、156E-156G、158A、158C和158D以及157E；以及2)第二復合模式，其包括網絡108D的第二和第三、第四受控阻抗通道，使得信號以相繼順序通過增益單元156B和156E、157A和157B、156G、158A和158B和157E。最后，當它們通過增益單元156B和156E、157A和157B、156G、158A、158C和158D以及157E按相繼順序通過時，穿過包括網絡108D的第二和第四受控阻抗通道的第四反饋路徑的連續可變信號經受等于八個電抗性阻抗段的傳播延遲的時間延遲(總共八個L段的延遲)。由四個不同反饋路徑中的任何一個產生的時間延遲與任何其他不同的反饋路徑產生的時間延遲不同，相差的量等于或超過兩個電抗性阻抗段的傳播延遲(例如，第一和第二反饋路徑之間的時間延遲差是兩個L段的傳播延遲，第三和第四反饋路徑之間的時間延遲差是兩個L段的傳播延遲，第一和第四反饋路徑之間的時間延遲差是六個L段的傳播延遲等)。通常，由穿過任何一個不同的反饋路徑產生的時間延遲優選地不同于從穿過任何其它不同的反饋路徑產生的時間延遲，相差的量等于或超過與任何電抗性阻抗段相關聯的最小傳播延遲(即包括第一或第二有源梯形網絡的任何L段的最小傳播延遲)。本領域技術人員將容易地理解，在調制器200的示例性實施例中，量化信號(例如，信號103D)類似地穿過四個反饋路徑，其使得信號經受相差等于或超過兩個電抗性阻抗段的傳播延遲的量的時間延遲。

再次參考示例性調制器200，增益單元的跨導優選地被配置為使得應用到輸入信號的連續可變版本(即作為穿過第一、第二、第三和第四反饋路徑的合并信號的一部分)的總濾波H_C(s)由下式給出：

其中，是應用于通過調制器的第(j-1)個反饋路徑的輸入信號的連續可變版本的集合濾波(即通過第一和第二有源梯形網絡內的阻抗段進行的濾波的組合)。類似地，應用到輸入信號的量化版本(即作為穿過第一、第二、第三和第四反饋路徑的合并信號的一部分)的總濾波H_Q(s)由下式給出：

其中，是應用于通過調制器的第(j-1)個反饋路徑的輸入信號的量化版本的集合濾波(即在第一和第二有源梯形網絡內的電抗性阻抗段的濾波的組合)。在示例性調制器200的優選實施例中，增益單元的跨導和電抗性阻抗段(即L段)的傳遞函數被配置為使得：1)應用于穿過第一反饋路徑的信號的集合濾波與由網絡108D的第三傳輸通道應用的附加(殘余)濾波等效但不一定相同；以及2)應用于穿過第二反饋路徑的信號的集合濾波與由網絡108D的第四傳輸通道應用的附加(殘余)濾波等效但不一定相同。然而，在替代實施例中，通過第一反饋路徑的集合濾波與由第三傳輸通道應用的殘余濾波不同，并且通過第二反饋路徑應用的集合濾波與由第四傳輸通道應用的殘余濾波不同。在任何情況下，當根據優選實施例(即通過第一反饋路徑、第二反饋路徑、第三傳輸通道和第四傳輸通道的優選濾波)將調制器200配置為用作DPL時，應用于輸入信號的連續可變版本(即作為穿過第一、第二、第三和第四反饋路徑的合并信號的一部分)的總濾波H_C(s)由下式給出：

H_C(s)＝H₁(s)·H₃(s)·[2+H₁(s)·H₃(s)]

并且，應用到輸入信號的量化版本(即作為穿過第一、第二、第三和第四反饋路徑的合并信號的一部分)的總濾波H_Q(s)由下式給出：

H_Q(s)＝H₂(s)·H₃(s)·[2+H₂(s)·H₃(s)]

其中并且這導致近似全通的信號傳遞函數(STF)，以及具有四階響應的噪聲傳遞函數(NTF)，其由下式給出：

圖9B是示出具有全通濾波器響應W_ij(s)的四階DPL的NTF響應的圖，其已經通過循環參數(即,和)配置，以便在0.125赫茲的歸一化頻率(即t_PD＝0.5)產生頻譜零點。

應當注意，對于根據本發明的優選實施例的分布式調制器，將輸入信號的連續可變版本和輸入信號的量化版本反饋到第一有源梯形網絡(即其中反饋的信號與耦合自調制器輸入端的信號組合)，作為分離的信號或合并的(即誤差)信號，通過許多不同的反饋路徑(即通過簡單或復合模式)，其等于或大于噪聲整形響應的期望階數。引入到穿過一個不同反饋路徑的信號的時間延遲與引入到穿過另一個不同反饋路徑的信號的時間延遲不同，相差的量等于或超過與任何電抗性阻抗段相關聯的最小傳播延遲(即與第一或第二有源梯形網絡內的任何L段相關聯的最小傳播延遲)。盡管上面討論的示例性實施例采用兩個不同的反饋路徑和二階整形，或四個不同的反饋路徑和四階整形，但是應該將具有不同數量的反饋路徑和不同階數的噪聲整形響應的分布式調制器考慮為在本發明的范圍內。

其他注意事項

如本文所使用的，術語“耦合”或該詞的任何其他形式旨在意味著直接連接或通過諸如電抗性阻抗段、增益單元或其他處理塊的一個或多個其他元件連接。

在前面的討論中，術語“操作者”、“操作”、“功能”和類似的術語可以指代方法步驟或硬件組件，這取決于具體的實現/實施例。

一方面在本文或附圖中明確闡述的公開與另一方面通過引用并入本文的任何材料之間發生任何沖突或不一致之處，本公開應優先。在通過引用并入本文的任何申請或專利的公開之間發生任何沖突或不一致的情況下，具有最新優先權日的公開應優先。

除非明確指出相反，諸如“最優”、“優化”、“最小化”、“最佳”的詞語以及類似詞語和其他表示比較的單詞和后綴在上述討論中沒有使用為其絕對意義。相反，這些術語通常意在通過任何其他潛在的約束(例如用戶指定的約束和目標以及成本和處理限制)來理解。

本文中對旨在觸發、限制、濾波或以其他方式影響處理步驟、其他動作、處理步驟或動作主題或任何其他活動或數據的“標準”、“多個標準”、“條件(condition)”、“條件(conditions)”或類似詞語旨在指“一個或多個”，而不管是使用單數還是復數形式。例如，任何標準或條件可以包括動作、事件和/或出現(即多部分標準或條件)的任何組合(例如布爾組合)。

在上述討論中，詞語“包括(include)”，“包括(includes)”，“包括(including)”及詞語的所有其它形式不應該被理解為限制，而應該將這些單詞之后的任何具體項理解為僅僅是示范性的。

上面描述了本發明的幾個不同實施方式，每個這樣的實施例被描述為包括某些特征。然而，旨在結合任何單個實施方式的討論描述的特征不限于該實施方式，而是可以被包括和/或布置在任何其它實施方式中的各種組合中，如將由本領域技術人員理解的。

類似地，在上面的討論中，功能有時歸因于特定的模塊或部件。然而，功能通常可以根據需要在任何不同的模塊或部件之間重新分發，在一些情況下完全避免對特定部件或模塊的需要和/或需要添加新的部件或模塊。如本領域技術人員將理解的，參考本發明的具體實施方式，功能的精確分布優選地根據已知的工程折衷來進行。

因此，雖然本發明已經關于其示例性實施例和附圖被詳細描述，但是對于本領域技術人員明顯的是，在不脫離本發明的精神和范圍的情況下，可以實現本發明的各種適應和修改。因此，本發明不限于附圖所示和上述的精確實施方式。相反，意圖是不偏離本發明的精神的所有這樣的變化被認為是落入其僅由所附權利要求書限定的范圍內。