LED驅動器電路、LED電路和驅動方法與流程

本發明一般地涉及基于發光二極管的照明，并且具體地與基于可變輸入電壓的照明技術兼容。該原理不僅在led照明中使用，而且可以在諸如工業電源、消費電子產品等的其他應用中使用。

背景技術：

在本說明書和權利要求中，術語“LED”將用于表示有機和無機發光二極管(LED)，并且本發明可以應用于這兩種類型。LED是電流驅動的照明單元。它們使用向LED遞送期望電流的LED驅動器來驅動。

要供應的期望電流針對不同的照明單元并且針對照明單元的不同配置而變化。最新的LED驅動器被設計為具有可以用于各種不同的照明單元和各種大量照明單元的足夠的靈活性。

具體地，開關模式電源電路和振鈴扼流轉換器(RCC)電路由于其低成本而被廣泛用作發光二極管(LED)驅動器電路和充電器。然而，它們不被廣泛地用在需要高性能的應用中。同時產生高功率因子、低總諧波失真(THD)和良好線路調節的振鈴扼流轉換器電路設計是復雜并難以設計的。實現高功率因子和低THD性能的RCC電路是公知的。然而，因為變化的輸入電壓顯著影響驅動器電路的輸出電壓，所以這種電路具有不良的線路調節。

已知將這種振鈴扼流轉換器電路配備有峰值電流控制。這些RCC電路具有通常由電壓參考箝位的峰值電流。在圖1中示出具有箝位峰值電流控制的示例性RCC電路。示例性RCC電路內的電流限制由感測電阻器R8和晶體管Q2來實現，當通過感測電阻器R8的電流生成大于晶體管Q2的基極-發射極電壓(Vbe)的電壓時，晶體管Q2汲取晶體管Q1的基極電流。

WO2010106375和EP2381742A2具有切相檢測單元，用于檢測輸入功率的切相狀況，并且進而使用切相狀況來控制功率轉換單元。更具體地，根據輸入功率的切相狀況來使驅動功率變弱。這不涉及THD性能，其要求驅動功率曲線在相位上遵循輸入功率曲線：例如在輸入功率的峰值中，驅動功率也高。

技術實現要素：

然而，雖然改善線路調節性能，具有峰值電流控制的RCC電路產生顯著更差的功率因子和THD性能。此外，這種箝位的峰值電流RCC電路具有差的電磁兼容性，因為峰值電流限制將差分電流引入輸入電流中，這意味著負載電流被限制為鞍形，而輸入電流由于鎮流器而仍然是恒定的，因此電流差將流入輸入電容器并且在輸入電容器上引起大的諧振尖峰。這特別對于在T-LED應用中實現這樣的驅動器電路來說是問題。

有利的是，使得轉換器的峰值電流能夠遵循輸入功率波形，從而能夠改善THD和功率因子(PF)。還有利的是，簡單且低成本的電路可以提供這種性能。

為了解決上述問題，本發明由權利要求來限定。

根據本發明的實施例，在其適用的應用的一個應用中，提供了一種用于驅動發光二極管裝置的驅動器電路，包括：用于接收輸入功率的輸入；輸入電容器，用于緩沖輸入功率；開關模式功率轉換器，用于從緩沖的輸入功率提供驅動電流；耦合到所述開關模式功率轉換器的限流器，其中，所述限流器被配置為控制所述開關模式功率轉換器以將所述驅動電流限制在驅動負載限制，其中，所述限流器包括可控開關，所述可控開關被配置為經由操作所述開關模式功率轉換器的功率開關(Q1)來控制所述開關模式功率轉換器；以及配置為感測所述輸入功率的變化的控制元件，所述控制元件被耦合到所述可控開關并且基于所述輸入功率的變化來調整所述可控開關，使得所述限流器被配置為基于所述輸入功率的變化來調整所述驅動負載，其中，所述控制元件包括：所述輸入電容器和所述輸入之間的線路中串聯的電流感測元件。

在該實施例中，因為輸入電容器提供輸入功率的變化信息，所以輸入功率的變化由電流感測元件來感測。因此，以低成本和簡單的電路，轉換器的峰值電流可以遵循輸入功率波形。

在另一實施例中，所述電流感測元件被適配為感測輸入功率的電壓的變化率。輸入電容器生成與輸入電壓的dv/dt成比例的電流，并且該電流流過電流感測元件。進而，可以以低成本和簡單的電路來獲取輸入功率的電壓的變化率。

在另一實施例中，限流器被耦合到電流感測元件(R1)，并且被配置為當輸入功率的變化率低時增加驅動負載限制，并且被配置為當輸入功率的變化率高時減小驅動負載限制。在該實施例中，輸入功率通常為正弦波形，在零度相位時電壓最低，并且具有最大的變化率，所以在該時刻減小驅動負載限制以使低驅動電流與最低電壓匹配；在輸入電壓的峰值處，變化率低至零，并且驅動負載限制進而被增加以使高驅動電流與峰值電壓匹配。因此，驅動負載限制與輸入電壓的變化(一階導數)相反，因此其可以遵循輸入電壓。注意，術語低和高用于描述變化率之間的相對量值比較，而不是用于描述變化率的絕對值。

在一個實施例中，開關模式功率轉換器可以包括振鈴扼流轉換器。

因此，這些示例以低組件數目提供低成本轉換器。

在一個實施例中，可控開關可以以發射極驅動的方式操作，其中，電流感測元件包括在低電位輸入和輸入電容器之間串聯的電阻器，并且可控開關的電流輸出端子經由電阻器被耦合到接地端子，并且耦合到低電位輸入，所述輸入電容器的一端連接到地，所述可控開關的控制端子經由所述限流器的電流感測元件被耦合到接地端子，驅動電流流動通過所述限流器，并且可控開關的電流輸入端子被耦合到開關模式功率轉換器的控制端子。

在該實施例中，可控開關的電流輸出端子具有與輸入電壓同相的電位，因此可控開關以與輸入電壓變化相反的方式從開關模式功率轉換器的控制端子汲取電流。而且，使用電阻器作為電流感測元件是低成本的。

在替代實施例中，可控開關可以以基極驅動方式操作。電阻器在低電位輸入和輸入電容器之間串聯，低電位輸入連接到地，并且可控開關的控制端子經由電阻器被耦合到地和低電位輸入，并且被耦合到輸入電容器的一端。

在該實施例中，可控開關的控制端子具有與輸入電壓反相的電位，因此可控開關以與輸入電壓改變相反的方式從開關模式功率轉換器的控制端子汲取電流。

在另一實施例中，所述控制端子與驅動電流隔離。在該實施例中，在0-90度相位，限流器根據輸入電壓的相位來限制驅動電流；并且在90-180度相位，輸入電壓減小并且向開關模式功率轉換器的控制端子提供較少的電流，從而限制驅動電流。通常，以低成本提供不具有用于檢測驅動電流的裝置的開環電路。

在一個實施例中，可控開關是晶體管，并且可控開關的電流輸出端子是晶體管的發射極。替代地，可控開關可以是MOSFET，并且可控開關的電流輸出端子是MOSFET的源極。在下面的描述中的示例描述晶體管作為示例性可控開關。在這樣的示例中的控制元件能夠根據輸入功率的電壓的變化來偏置晶體管的發射極或晶體管的基極。因此，發射極電壓可以被偏置并且實現高功率因子和低總諧波失真。與使用未偏置的限流器晶體管的控制元件相比，所產生的功率因子和THD被改善。

輸入可以包括高電位輸入和低電位輸入，并且還可以包括輸入電容器，該輸入電容器跨高電位輸入和低電位輸入并且在輸入和開關模式功率轉換器之間的。

控制元件可以包括在低電位輸入和輸入電容器之間串聯的電阻器，其中可控開關的電流輸出端子可以經由電阻器被連接到低電位輸入和接地端子，可控開關的控制端子可以經由限流器的電流感測元件被連接到接地端子，驅動電流流過限流器的電流感測元件，并且可控開關的電流輸入端子可以被耦合到開關模式功率轉換器的控制端子。可控開關的電流輸入端子可以是晶體管的集電極。可控開關的控制端子可以是晶體管的基極。替代地，可控開關由MOSFET實現。可控開關的電流輸入端子可以是MOSFET的漏極。可控開關的控制端子可以是MOSFET的柵極。

因此，電阻器通過生成在經濾波的低電位輸入和可控開關的控制端子之間的電位來補償電壓參考，可控開關的電流輸出端子進一步被耦合到低電位輸入。即，在可控開關的控制端子和電流輸出端子之間提供參考電壓偏置。

控制元件可以包括與在低電位輸入和輸入電容器之間串聯的電阻器并聯的二極管，并且所述二極管從輸入電容器被前向(forward)定位到低電位輸入。

因此，在這里所示的示例中的二極管即使在大的浪涌電流流過偏置電阻器時也保持電路正常操作。換言之，電容器箝位輸入電阻器電位。

驅動器電路還可以包括線路調節控制器，線路調節控制器可以被配置為感測輸入功率的電壓，并且基于功率的電壓通過在控制端子處提供偏置電壓來偏置可控開關的控制端子，該偏置電壓隨著輸入功率的電壓的增加而增加。

以這種方式，示例通過控制限流器以提高開關模式功率轉換器的截止閾值來實現良好的線路調節。

線路調節控制器可以包括位于輔助電源和可控開關的控制端子之間的控制端子偏置電阻器，輔助電源基于輸入功率的電壓，其中驅動器電路進一步包括：與開關模式功率轉換器的功率開關串聯的扼流電感器；以及耦合到所述扼流電感器的輔助繞組，所述輔助繞組被適配為提供所述輔助電源。

以這種方式，由濾波的高電位輸入供應到可控開關的控制端子的電流實現良好的線路調節。這是因為，當輸入線路電壓高時，輔助電源的電壓增加。輔助電源的高電壓增加可控開關的控制端子電流。然后，可控開關的控制端子電流的增加提前可控開關的導通，并且進而提前耦合到可控開關的開關模式功率轉換器的截止時刻，并且減小峰值電流以平衡高線路電壓能量。

在另一實施例中，驅動器電路還可以包括二極管，該二極管從限流器的控制端子前向定位到開關模式功率轉換器的功率開關的控制端子。該二極管用于在開關模式功率轉換器的功率開關截止的情況下將限流器的控制端子箝位在低電壓，從而防止限流器甚至在導通功率開關之前起作用并且確保功率開關可以被導通。

照明電路可以包括：如本文所述的驅動器電路；以及耦合到驅動器電路的開關模式功率轉換器的發光二極管裝置，并且其中，驅動器電路包括跨所述發光二極管裝置的平滑電容器。

根據第二方面，提供了一種驅動發光二極管裝置的方法，包括：接收輸入功率；使用開關模式電源從所緩沖的輸入功率提供驅動電流；通過輸入電容器緩沖輸入功率；通過控制所述開關模式電源，使用限流器來將所述驅動電流限制在驅動負載限制，其中，可控開關控制所述開關模式電源；通過耦合到所述輸入電容器的控制元件，經由使用在所述輸入電容器和所述輸入功率之間的線路中串聯的電阻器，來感測所述輸入功率的變化；以及基于輸入功率的變化來調整可控開關，該可控開關控制開關模式電源，使得所述限流器被配置為基于輸入功率的變化來調整驅動負載限制。

在另一實施例中，感測輸入功率的變化包括使用在輸入電容器和輸入功率之間的線路中串聯的電阻器，由此通過輸入電容器的電流流過所述電阻器并且形成跨電阻器的相應電壓，通過輸入電容器的電流指示輸入功率的電壓的變化率的。

在另一實施例中，供應驅動電流包括使用振鈴扼流轉換器提供電流，并且，限制驅動電流包括當輸入功率的電壓的變化率低時增加驅動負載限制，并且當輸入功率的電壓的變化率高時減小驅動負載限制。

在一個實施例中，可控開關是晶體管，并且可控開關的電流輸出端是晶體管的發射極。替代地，可控開關可以是MOSFET，并且可控開關的電流輸出端子是MOSFET的源極。

供應驅動電流可以包括使用振鈴扼流轉換器來供應電流。

接收輸入功率可以包括接收整流的市電功率信號。接收輸入功率可以包括接收高電位輸入和低電位輸入，其中，輸入電容器位于跨高電位輸入和低電位輸入，并且在輸入和開關模式功率轉換器之間。

通過控制元件感測輸入功率的變化可以包括通過在低電位輸入和輸入電容器之間串聯定位的電阻器感測輸入功率的變化，并且其中，該方法還包括經由電阻器將可控開關的電流輸出耦合至低電位輸入和接地端子；經由限流器的驅動電流所流過的電流感測元件將可控開關的控制端子耦合到接地端子，并且將可控開關的電流輸入耦合到開關模式功率轉換器的控制端子。

可控開關的電流輸入端子可以是晶體管的集電極。可控開關的控制端子可以是晶體管的基極。替代地，可控開關由MOSFET實現。可控開關的電流輸入端子可以是MOSFET的漏極。可控開關的控制端子可以是MOSFET的柵極。

一種方法還可以包括通過與在低電位輸入和輸入電容器之間串聯的電阻器并聯地定位的二極管提供浪涌負載旁路，并且所述二極管從所述輸入電容器被前向定位到所述低電位輸入。

一種方法還可以包括：感測輸入功率電位；以及基于所述輸入功率電位來偏置所述可控開關的控制端子，從而控制所述驅動電位的線路調節。

偏置可控開關的控制端子可以包括在輔助電源和可控開關的控制端子之間定位基極偏置電阻器，輔助電源從輸入功率電位導出。

參考下文描述的實施例，本發明的這些和其他方面將是顯而易見的并且將參考這些實施例進行闡述。

附圖說明

現在參考附圖來詳細描述本發明的示例，在附圖中：

圖1示出了示例性現有技術的箝位峰值電流RCC LED驅動器電路；

圖2示出了示例性現有技術的箝位峰值電流RCC LED驅動器電路輸入平均電流和晶體管電流波形；

圖3示出了示例性現有技術的箝位峰值電流RCC LED驅動器電路輸入電容器電位波形；

圖4示出了根據一些實施例的示例箝位峰值電流RCC LED驅動器電路；

圖5示出了示例性箝位峰值電流RCC LED驅動電路電流和電位波形；

圖6和圖7示出了本發明的實施例內的EMI濾波器的示例性集成；

圖8示出了本發明的替代實施例，其中控制元件被耦合到限流器中的開關的控制端子；以及

圖9示出了控制元件的輸入電壓和Vbe的曲線。

具體實施方式

如本文所述的實施例在其適用的應用中的一個應用中提供用于驅動發光二極管裝置的驅動器電路。如本文所述的驅動電路包括用于接收輸入功率的輸入和用于緩沖輸入功率的輸入電容器。此外，驅動電路包括配置為從輸入供應驅動電流的開關模式功率轉換器。與開關模式轉換器相關聯的是耦合到開關模式功率轉換器的限流器。限流器被配置為控制開關模式功率轉換器以將驅動電流限制在驅動負載限制。如本文所述，限流器包括被配置為控制開關模式功率轉換器的可控開關。驅動電路還包括配置為感測輸入功率的變化的控制元件。在實施例中，控制元件被耦合到可控開關，并且被配置為基于輸入功率的變化來調整可控開關的端子電位。以這種方式，限流器可以被配置為基于輸入功率的變化來調整驅動負載電流限制。控制元件包括在輸入電容器和輸入之間的線路中串聯的電阻器。

以下描述特征在于作為示例性可控開關的晶體管。因此，在下面的描述中，可控開關的控制端子是晶體管的基極，可控開關的電流輸入端子是晶體管的集電極，并且可控開關的電流輸出端子是晶體管的發射極。然而，應當理解，在一些實施例中，可以采用實現切換功能的任何適當的可控開關或元件。例如，在一些實施例中，可控開關是PNP晶體管，而不是本文描述的NPN晶體管。此外，在一些實施例中，可控開關在一些實施例中可以以FET技術實現，諸如例如n溝道MOSFET，其中可控開關的控制端子是MOSFET的柵極，可控開關的電流輸入端子是MOSFET的源極，并且可控開關的電流輸出端子是MOSFET的漏極。

如下文進一步詳細描述的，控制元件因此能夠根據輸入功率的變化來偏置晶體管的端子。以這種方式，與包括使用如本文所述的非偏置限流器晶體管的控制元件的驅動器電路相比，電路可以實現改善的功率因子和總諧波失真性能。這是因為，在來自鎮流器的電流被允許通過功率開關時是高電平，因為此時的電流限制也很高，并且因此，輸入電容器沒有被充電到過高值。

應當理解，如本文所描述的，開關模式功率轉換器包括振鈴扼流轉換器(RCC)電路。然而，可使用如本文所述的類似教導來使用任何適當的開關模式功率轉換器電路。例如，對于具有限流器的降壓或升壓轉換器，本發明的實施例可以適用于根據輸入功率的變化來調整限流器的限制。

此外，在以下實施例中，輸入包括高電位輸入(電流流入的位置)和低電位輸入(電流流出的位置)，并且還包括輸入電容器作為緩沖電容器，該緩沖電容器跨高電位輸入和低電位輸入并且在輸入和開關模式功率轉換器之間的。應當理解，在一些實施例中，術語高和低電位是相對的，并且相對于正幅度電位差(參考理論接地或地電位)來定義，并且類似的教導和電路可以應用于關負幅度電位差定義的電路。

圖1示出了示例性現有技術的箝位峰值電流RCC LED驅動器電路。如本文所述，具有峰值電流控制的典型RCC電路是已知的LED驅動器電路。然而，這些類型的電路雖然產生可接受的線路調節性能，但是產生差的或不可接受的功率因子(PF)和總諧波失真(THD)性能。

示例性驅動器電路包括第一或輸入部件5，其在差分輸入1、3處接收交流(例如，230V或115V)輸入電源(另外稱為市電電源)，并且生成對開關模式功率轉換器部件7的適當的高電位和低電位輸入。

因此，輸入部件5將交流電源整流為整流的直流或DC功率，其被傳遞到開關模式功率轉換器部件7。在圖1所示的示例中，輸入部件5包括生成全波整流輸出的二極管整流器或橋(DB1、DB2、DB3、DB4)。

位于輸入部件5和開關模式功率轉換器部件7之間的包括跨高電位和低電位輸入定位的輸入電容器C2。在一些實施例中，輸入電容器C2是200nF電容器。輸入電容器C2的功能例如作為緩沖電容器平滑經整流的DC。

驅動器電路還包括開關模式功率轉換器，在該電路中是RCC部件7，其將輸入功率轉換成高頻驅動電流以對LED供電，如圖1中LED1所示。在一些實施例中，開關模式功率轉換器(或RCC)部件7包括晶體管Q1，晶體管Q1通過第一網絡被耦合和偏置。第一網絡包括耦合在高電位輸入和晶體管Q1的基極之間的電阻器R4、耦合在晶體管Q1的基極和低電位輸入之間并且朝向晶體管Q1的基極前向定位的二極管D2(換言之，二極管的陽極耦合到晶體管Q1的基極)、耦合在晶體管Q1的基極和電容器C4之間的電阻器R6、耦合在電阻器R6和電感器L3的第一端子之間的電容器C4、以及耦合在電容器C4的第二端子和低電位輸入之間的電感器L3。換言之，二極管D2與電阻器R8、電容器C4和電感器L3的串聯組合并聯。

晶體管Q1的集電極被進一步耦合到二極管D1。二極管D1被前向定位到高電位輸入(或總線電位)，并且被配置有耦合到晶體管Q1的集電極的陰極和耦合到高電位輸入的陽極。

RCC部件7還包括扼流電感器L2，其配置有耦合到晶體管Q1的集電極的一個端子和耦合到網絡的另一端子，該網絡包括負載電容器C3和負載(發光二極管LED1)的并聯組合。負載電容器C3被配置在電感器L2的另一端子和高電位輸入之間。與負載電容器C3并聯的發光二極管負載LED1位于(并且被正向朝向)扼流電感器L2的第二端子和(陰極耦合到的)高電位輸入端之間。

驅動電路還包括晶體管Q2以及電阻器R2和R8形式的峰值限流器9。晶體管Q1的發射極進一步被耦合到電阻器R8。電阻器R8位于晶體管Q1的發射極和低電位輸入(或接地端子)之間。晶體管Q2配置有耦合到Q1的基極的Q2的集電極、耦合到低電位輸入(或接地端子)的Q2的發射極以及經由電阻器R2耦合到晶體管Q1的發射極的Q2的基極。流過R8以及Q1的電流被限制為以下值，該值形成等于Q2的斷開閾值(即，Q2的Vbe)的跨R8的電位。以該方式，限制通過功率開關Q1的晶體管電流。

雖然限制電流并因此產生適當的線路調節性能的峰值限流器9將一階微分電流-di/dt引入輸入電流中，其在輸入電容器C2上生成大的諧振尖峰。

例如，這可以關于圖2中的波形示出，其中示出了具有晶體管(Q1)電流波形101的進入轉換器的平均輸入電流103波形，其中電流波形101是包絡波(未清楚示出)。可以看出，當晶體管電流波形101由波形的平頂限制所示被限制時，因為LED正向電壓是恒定的，所以負載電壓也是恒定的，因此負載功率是恒定的。給定進入轉換器的具有正拱形的正弦波輸入電壓，進入轉換器的平均輸入電流波形示出由輸入電流中的-di/dt分量產生的反應的負分量，如鞍形狀，以便產生恒定功率。然而，在整流器橋之前的鎮流器或鎮流電感器保持恒定電流。換言之，當來自鎮流器的恒定鎮流電流由于此時模式功率轉換器中的電流限制而被限制通過功率開關時，恒定鎮流電流和鞍形輸入電流之間的差/過電流將流向輸入電容器，并且電容器被充電到較高的值。

在圖3中示出了該對輸入電容器的充電，其中輸入電容器C2上的電壓波形示出大的諧振尖峰。

關于圖4，示出了根據一些實施例的示例性箝位峰值電流RCCLED驅動器電路。圖4所示的驅動器電路與圖1所示的驅動器電路的不同之處至少在于，驅動器電路包括配置為感測輸入功率的變化的控制元件301。控制元件301還被耦合到限流器晶體管(類似于圖1中的Q2并且在圖4中示出為)晶體管Q3的發射極，并且被配置為基于輸入功率的變化來調整或偏置晶體管Q3的發射極電壓(相對于地的電位)。以這種方式，限流器被配置為基于輸入功率的變化來調整驅動負載限制，換言之，限流器的發射極電壓被偏置，這產生具有良好線路調節但是還具有高功率因子和低總諧波失真的輸出。在一些實施例中，控制元件301包括位于低電位輸入和輸入電容器C2之間的電阻器R1。此外，應當理解，在本文所示的示例中，輸入電容器C2經由控制元件301跨高電位輸入和低電位輸入被定位。在這些實施例中，晶體管Q3的發射極被耦合到低電位輸入，并且經由電阻器R1耦合到接地端子，晶體管Q3的基極經由限流器的電流感測元件(驅動電流所流過的電阻器R8)被耦合到接地端子，并且晶體管的集電極被耦合到開關模式功率轉換器的控制端子(晶體管Q1的基極)。

換言之，控制元件301位于輸入電容器C2和由輸入部件(二極管電橋)所生成的輸入低電位以及限流器部件之間，并且晶體管的發射極不被耦合到開關模式功率轉換器低電位，而是耦合到輸入低電位。

因此，電阻器R1被配置為感測輸入電壓的變化，并且使用指示變化的信號來偏置Q3的發射極電壓。更具體地，

輸入電容器C2應用輸入電壓的dv/dt函數，并且通過輸入電容器C2的電流與輸入電壓的導數成比例。因為在所示實施例中該電流從右向左流過電阻器R1，所以R1上的電壓V_R1與輸入電壓的導數的導數成比例。

導通Q3的電壓閾值是V_be+V_R1，其中Vbe是使其導通的晶體管Q3的基極到發射極的固有壓降。

因此，在感測電阻器R8生成等于V_be+V_R1的電壓的情況下，Q3將開始導通并且將從Q1汲取基極電流。即，流過R8的峰值電流Ipeak應當滿足Ipeak*R₈≈V_be+V_R1。

這在例如圖5中示出，圖5示出了輸入電容器(V_c2)401、原始參考電壓(V_{Q3_be})403、控制元件電阻器電位(V_R1)405和作為V_{Q3_be}+V_R1的電位V(Q3-b)407的電位或電壓波形。換言之，如圖5所示，晶體管Q2和Q3的原始基極到發射極電位是恒定值(其中晶體管導通)，并且該原始電位實質上是Q2的斷開閾值Vbe。電壓或電位V_R1405示出了當輸入電壓波形401具有瞬態峰值時，其用于如上所述保持功率恒定，該瞬態峰值為電位V_R1具有下降。

在輸入功率的電壓的引導點以及電容器C2上，幅度低但是dv/dt高，因此V_R1是負的，具有大幅度并且進行V_be+V_R1最小。在如曲線407所示的這種低V_be+V_R1中，通過電阻器R8的驅動電流將提前導通控制元件Q3，以從功率開關Q1的基極汲取更多的電流，因此驅動電流減小/低。

隨著輸入電壓以正弦形狀增加，dv/dt減小，由此V_R1增加。V_be+V_R1增加，并且驅動電流與輸入電壓同相增加。

隨著輸入電壓增加到峰值，dv/dt通常為零，并且V_R1幾乎為零。V_be+V_R1增加，并且驅動電流也高并且與高輸入電壓同相。

這使得Q1的峰值電流遵循輸入電壓波形，因此能夠改善THD和PF。

當輸入電壓再次減小時，V_R1變為正值，并且V_be+V_R1繼續減小。但是驅動電流仍然減小，因為功率開關的基極由于輸入電壓的減小而獲得較小的基極電流。因此，驅動電流仍然與輸入電壓同相。

此外，在一些實施例中，控制元件301還包括二極管D4，二極管D4與控制元件的電阻器并聯并且從輸入電容器前向定位到低電位(換言之，布置有耦合到低電位輸入的陽極)。在一些實施例中，與控制元件的電阻器并聯定位的二極管D4被配置為箝位電阻器R1上的電壓，從而即使當大的浪涌電流流過電阻器R1時也保持電路處于正常操作模式(例如，電路暴露在雷擊或其他異常情況下)。

圖4所示的驅動器電路與圖1中的驅動器電路圖不同之處在于，位于電阻器R4和高電位輸入之間的附加電阻器R3。

在圖4所示的驅動器電路中，二極管D2的陰極、電感器L3的一個端子和電流感測元件(電阻器R8)被耦合到地(并且因此耦合到控制元件301的一個端子)，換言之，被耦合到低電位或輸入電容器C2的第二端子。

驅動器電路還包括二極管D3，二極管D3具有連接到電感器L3的陰極并且連接到電容器C1的陽極。電容器C1位于二極管D3的陽極和接地端子之間。電容器C1由耦合到電感器L2的電感器L3充電，并且被配置為提供輔助電源Vcc。

為了即使在非恒定驅動電流限制下也實現線路調節，如圖4所示，在一些實施例中，驅動器電路還包括線路調節控制器303。線路調節控制器303包括位于輔助電源和限流晶體管Q3的基極之間的電阻器R5。在一些實施例中，由輔助電源供應到電阻器R5的電流可以用于偏置晶體管Q3的基極，以實現更好的線路調節性能。這是因為當輸入線路電壓高時，輔助電源(Vcc)的值增加，并且從而增加Q1的基極電流。增加Q1的基極電流提前RCC開關模式電源的截止時刻。通過提前截止時刻，峰值電流減小，以便于平衡由高線路電壓提供的能量。

對于Io＝150mA，Po＝20w。Vin＝220Vac應用，值R1可以被選擇為約幾歐姆，并且D1可以是1kv，1A快速恢復二極管。

應當注意，控制元件301的位置不限于圖4所示的位置。例如，在一些實施例中，控制元件可以位于在其他合適的位置，以檢測輸入功率的變化，例如，控制元件301可以位于高電位輸入處并且以適當的連接被耦合到晶體管的發射極。

圖6和圖7示出了電磁干擾(EMI)濾波器可以如何與本發明的實施例集成。在圖6中，包括電容器C0和電感器L0的EMI濾波器可以放置于在整流器電橋之前。替代地，在圖7中，包括電容器C10和電感器L10的EMI濾波器可以位于整流器電橋和輸入電容器C2之間。電容器C10被耦合在高電位輸入和地之間。

圖8示出了本發明的另一實施例中的替代電路。圖8中的電路與上述電路中的電路的主要區別在于，電阻器R1如何連接到控制元件Q3。在上述電路中，控制元件Q3在其發射極端子處被偏置，并且是發射極驅動的。在圖8的電路中，電阻器R1連接到基極端子，并且進而被配置為基極驅動控制元件Q3。

基于輸入功率的電壓來生成輔助電源Vcc。更具體地，輔助繞組L3生成從取決于輸入功率的電壓的初級繞組L2中的電壓感應的電壓。該輔助繞組L3上的電壓由電容器C1平滑化，并且提供輔助電源Vcc。Vcc通常如下計算：

其中Naux是輔助繞組L3中的線圈數，Npri是輔助繞組L3中的線圈數壓，Vin是輸入電壓，Vout是輸出電壓，Vf_D3是二極管D3的正向電壓，并且V_R1是R1上的壓降。

Vcc幾乎是固定的。通過圖8所示的電路，電阻器R5和R11形成用于高增益晶體管的分壓器偏置，其也可以通過如圖所示的達林頓對(Q3和Q5)來實現。晶體管Q3、Q5(達林頓對)的偏置電壓V_bias取決于Vcc以及電阻器R5和R11的值。

因此，V_bias幾乎是固定的。

而且控制元件Q1的Vbe可以被表示為

Vbe(t)＝V_bias+V_R1(t)

跨電阻器R1的電壓與輸入電壓的導數成比例，因為電容器C5施加dv/dt函數。更具體地：

圖9示出了輸入電壓Vin(t)和Vbe(t)的示意性曲線。在輸入功率的電壓的Y點處，幅度較低但dv/dt高，因此V_R1高，并且進而Vbe高。如A點所示的這種高Vbe將提前導通控制元件Q3以從功率開關的基極汲取更多的電流，因此驅動電流減小/低。

當輸入電壓以正弦形狀增加時，dv/dt減小，因此V_R1也如部分B所示降低。Vbe減小并且驅動電流與輸入電壓同相增加。

當輸入電壓增加到峰值時，dv/dt通常為零，并且V_R1幾乎為零，如點C所示。Vbe減小，并且驅動電流也高并且與輸入電壓同相。

這使得Q1的峰值電流遵循輸入電壓波形，因此能夠改善THD和PF。

當輸入電壓再次下降時，Vbe繼續減小。但是驅動電流仍然減小，因為功率開關的基極由于輸入電壓的減小而獲得較小的基極電流。因此，驅動電流仍然與輸入電壓同相。

此外，如上所述的等式Vcc也是輸入電壓的函數。通常，對于輸入電源的某個標稱電壓(不考慮輸入電源的正弦波變化)，Vcc是恒定的。但是，如果輸入線路電壓標稱值改變，例如從220V標稱值增加到240或260標稱值，則Vcc也增加，并且Vbe進而增加以降低驅動電流，并且這使得能夠通過選擇偏置電阻器R5和R11的適當匝數比和適當電阻值而具有期望的線路調節性能。

電阻器R5和R11還可以由電阻器和熱相關電阻器(諸如負溫度系數(NTC)或正溫度系數(PTC)電阻器)的組合來代替，以在需要時實現期望的熱補償或熱失調。

上述示例性實施例不限于使用降壓轉換器，并且可以容易地應用于其他拓撲。本發明的實施例涵蓋使用在輸入電容器和輸入之間的線路中的電阻器以感測輸入功率的變化，并且這種變化由控制元件使用以配置限流器，

盡管已經在附圖和前面的描述中詳細地示出和描述了本發明，但是這樣的說明和描述被認為是說明性的或示例性的，而不是限制性的；但是本發明不限于所公開的實施例。

例如，可以在限流器包括多于一個可控開關的實施例中操作本發明，例如限流器包括由兩個或更多個可控開關構成的達林頓橋。而且轉換器基于其他振蕩機制而不是RCC，諸如基于MCU控制的振蕩。

本領域技術人員從附圖、本公開和所附權利要求的研究可以理解和實現對所公開的實施例的其他改變。在權利要求中，詞語“包括”不排除其他元件或步驟，并且不定冠詞“一”不排除多個。在相互不同的從屬權利要求中陳述某些措施的事實并不指示無法利用這些措施的組合。權利要求中的任何附圖標記不應被解釋為限制范圍。