同步整流控制單元和方法與流程

本文描述的實施方式大體上涉及一種同步整流控制單元和一種同步整流控制方法。本文尤其描述了一種生成有用于控制開關電源開關的第一和第二同步脈沖寬度調制(pulse width modulation，PWM)控制信號的機制。

背景技術：

電源開關，例如使用金屬氧化物半導體場效應管(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor，MOSFET)或其它合適類型的晶體管實現的開關，如今用于大量電路中。例如，這類電源開關用作功率轉換器，它們可以作為半橋功率轉換器或全橋功率轉換器來實現。例如，全橋功率轉換器電路可包括同步側和非同步側。在這樣的電路中，非同步側是輸入原始/非轉換信號/功率的一側，而同步側是輸出被控/轉換后信號/功率的一側。這還可以表示為，將同步整流側限定為電路的一側，同步整流電源開關位于這一側。相應地，將非同步整流側限定為電路的另一側，主電源開關位于這一側。

因此，對于雙向電路，電路的非同步側可對應于電路的不同物理側，這取決于信號/功率應向哪個方向操控/轉換，因為原始信號/功率被輸入到非同步側。相應地，電路的同步側可對應于電路的不同物理側，這取決于信號/功率應向哪個方向操控/轉換，因為被控/轉換后信號/功率從同步側輸出。

含有這些電源開關的電路，例如功率變換電路等，可以在諸如用戶設備(User Equipment，UE)之類的各種各樣的單元中使用，UE還被稱為能夠在無線通信網絡中以無線方式通信的移動臺、無線終端和/或移動終端，無線通信網絡有時還稱為蜂窩無線電系統。這類電路還可在無線電網絡節點或諸如無線基站(Radio Base Station，RBS)之類的基站中使用，基站在一些網絡中可稱為“eNB”、“eNodeB”、“NodeB”或“B node”，這取決于所用的技術和/或術語。

開關這類電路中的功率轉換器的目的是盡可能地高電源效率。MOSFET和用于實現電源開關的其它晶體管的電阻在開關閉合/導通時一般比在開關打開/不導通時要低。作為非限制性示例，可以提及的是，當開關打開時，MOSFET開關具有對應于MOSFET的體二極管電壓的開關上的電壓降，其可以為0.7伏特。當MOSFET開關關閉時，根據非限制性示例，開關上的電壓降要低很多，例如0.01伏特。因此，為了實現盡可能高的電源效率，應該有盡可能多的功率流過閉合開關，這會產生較低的電壓降。

已經提出了傳統同步整流用于通過控制電路中包含的電源開關的開關來提高電路的電源效率。如今，已近提出了許多傳統的同步整流控制方案。這樣一種方案基于電源開關的同步整流體二極管導通的檢測調整同步整流占空比。如果存在體二極管導通，則同步整流的占空比增加，直到體二極管導通停止。相反地，如果不存在體二極管導通，則同步整流占空比降低，直到體二極管導通開始。因此，體二極管導通狀態通常在開和關之間交替。

該傳統方法的一個明顯缺點在于，同步整流占空比的每次更新/調整必須使用固定的小步長。然而，當在閉環操作中使用電路時，同步整流占空比的小步長更新/調整會引發嚴重問題，因為在SR占空比改變太緩慢時電路中明顯會發生電流擊穿。通常，占空比降低非常緩慢，這意味著當電流達到0并改變到相反方向時電源開關仍然接通。電流穿過相同電源開關的相反方向是電流擊穿現象發生的原因。

另外，由于傳統方案中的同步側脈沖寬度調制(pulse Width Modulated，PWM)信號的接通時間與非同步側PWM信號是同步的，所以電流擊穿可能在輕負載操作情況下發生。這是因為，當傳統方案中的同步側PWM信號與非同步側PWM信號同步時會出現上升沿脈沖PWM脈沖的電流滯后/延遲，一旦電源開關接通，就會導致電源開關中的反向電流。

技術實現要素：

因此，本發明的目標是解決上面所述的至少一些缺點并提高電源效率且降低包括同步側和非同步側的電路的實施復雜度。

根據第一方面，該目標通過同步整流控制單元來實現，所述同步整流控制單元包括：

電壓傳感電路，用于：

檢測電源開關的體二極管導通，以及

輸出對應于所述體二極管導通的電壓脈沖信號V_DC；

捕獲單元，用于：

確定所述電壓脈沖信號V_DC的時長T_c，以及

將所述時長T_c存儲在存儲器中；

控制算法電路，用于確定在即將到來的開關循環內要用于同步脈沖寬度調制(pulse width modulatio，PWM)控制信號SQ1或非同步PWM控制信號Q1的接通時間T_on和關閉時間T_off，所述接通時間T_on和關閉時間T_off的所述確定是基于所述存儲的時長T_c；以及

PWM信號發生器，用于通過使用所述確定的接通時間T_on和關閉時間T_off產生所述同步PWM控制信號SQ1以用于當所述電源開關在電路的同步側時控制所述電源開關的開關；或者產生所述非同步PWM控制信號Q1以用于當所述電源開關在所述電路的非同步側時控制所述電源開關的開關。

通過使用這種同步整流控制單元，可以實現非同步整流和/或同步整流占空比的精確和快速更新/調整，因為在調整期間可以采取比傳統方案更長的步長。因此，可通過同步整流控制單元來實現電源效率的開關。另外，通過非同步整流和/或同步整流占空比的快速更新/調整，不斷變化的條件和輕負載操作下的電流擊穿都得到有效減少。

根據所述第一方面，在所述同步整流控制單元的第一可能實施形式中，所述電壓傳感電路還用于檢測所述非同步側的所述電源開關的體二極管導通的上升沿脈沖以及輸出對應于所述體二極管導通的上升沿脈沖的上升沿脈沖電壓脈沖信號V_{on_c}。

通過檢測體二極管導通的上升沿脈沖時間，可準確地確定二極管開始導通的時間。基于該時間，則有可能控制開關脈沖之間的死區時間以使二極管導通時間減到最少并提高效率。

根據如上所述第一方面或根據所述第一方面的所述同步整流控制單元的所述第一可能實施形式，在所述同步整流控制單元的第二可能實施形式中，所述控制算法電路還用于：如果時長T_c的值大于0，T_c＞0，則將死區時間T_d更新為新的死區時間值T_{d_new}；所述新的死區時間值T_{d_new}等于已經使用的死區時間值T_d減去所述時長T_c的一部分T_dm，T_{d_new}＝T_d–T_dm，0<T_dm<T_c。

由此最小化死區時間以實現最小化的二極管導通時間，這產生高電源效率。

根據如上所述第一方面或根據所述第一方面的所述同步整流控制單元的所述第一或第二可能實施形式的所述同步整流控制單元，在所述同步整流控制單元的第三可能實施形式中，所述控制算法電路還用于：如果所述時長T_c的值等于0，T_c＝0，則將新的死區時間值T_{d_new}設為預定值T_{d_pred}，T_{d_new}＝T_{d_pred}。

如果T_c＝0，這意味著存在電流擊穿的風險。通過本可能實施形式，識別這種情況并設定死區時間的預定義值以保證將不會發生擊穿。

根據所述第一方面，在所述同步整流控制單元的第四可能實施形式中，

所述電壓傳感電路還用于檢測所述電源開關的體二極管導通的上升沿脈沖和體二極管導通的下降沿脈沖以及輸出分別對應于所述體二極管導通的上升沿脈沖和所述體二極管導通的下降沿脈沖的上升沿脈沖電壓脈沖信號V_on和下降沿脈沖電壓脈沖信號V_off；

所述捕獲單元還用于將接通時長T_{on_c}確定為所述上升沿脈沖電壓脈沖信號的時長V_{on_c}以及將所述同步PWM控制信號SQ1的關閉時長T_{off_c}確定為所述下降沿脈沖電壓脈沖信號的時長V_{off_c}。

由此，可以實現同步整流占空比的準確和快速更新/調整。一種同樣有效地減少電流擊穿的低功耗開關通過同步整流占空比的快速更新/調整來提供。

根據所述第一方面，在所述同步整流控制單元的所述第四可能實施形式的第五可能實施形式中，所述控制算法電路還用于：如果所述接通時長T_{on_c}的值大于0，T_{on_c}>0，則將所述接通時間T_on更新為新的接通時間T_{on_new}；所述新的接通時間T_{on_new}等于已經使用的接通時間T_on減去所述接通時長T_{on_c}的一部分T_{on_m}，T_{on_new}＝T_on-T_{on_m}，0<T_{on_m}≤Ton_c。

通過檢測接通時長T_{on_c}，檢測到二極管導通的信息。基于所檢測的接通時長T_{on_c}將接通時間Ton調整為新的值T_{on_new}可用于最小化二極管導通的時間，因此用于提高效率。

根據所述第一方面，在所述同步整流控制單元的所述第四或第五可能實施形式的第六可能實施形式中，所述控制算法電路還用于：如果所述接通時長T_{on_c}的值等于0，T_{on_c}＝0，則將新的接通時間T_{on_new}設為預定值T_{on_pred}。

如果T_{on_c}＝0，則存在電流擊穿的風險。這種情況在這里識別，并設定接通時間T_{on_pred}的預定義值以保證不會發生擊穿。

根據所述第一方面，在所述同步整流控制單元的所述第四、第五或第六可能實施形式的第七可能實施形式中，所述控制算法電路還用于：如果所述關閉時長T_{off_c}的值大于0，T_{off_c}>0，則將所述關閉時間T_off更新為新的關閉時間T_{off_new}；所述新的關閉時間T_{off_new}等于已經使用的關閉時間T_off加上所述關閉時長T_{off_c}的一部分T_{off_m}，T_{off_new}＝T_off+T_{off_m}，0<T_{off_m}≤T_{off_c}。

通過檢測關閉時長T_{off_c}，還檢測到二極管導通的信息。這里，隨后基于所檢測的關閉時長T_{off_c}將關閉時間T_off調整到新的值T_{off_new}以使二極管導通的時間減到最少，即提高電源效率。

根據所述第一方面，在所述同步整流控制單元的所述第四、第五、第六或第七可能實施形式的第八可能實施形式中，所述控制算法電路還用于：如果所述關閉時長T_{off_c}的值等于0，T_{off_c}＝0，則將所述關閉時間T_off設為預定值T_{off_pred}。

如果T_{off_c}＝0，則存在電流擊穿的風險。這種風險在這里識別，并設定關閉時間T_{off_pred}的預定義值，這保證將不會發生擊穿。

根據如上所述的第一方面或根據所述第一方面的任一前述實施形式，在所述同步整流控制單元的第九可能實施形式中，

所述電壓傳感電路還用于：當所述體二極管正在導通電流時，輸出所述電壓脈沖信號V_DC的邏輯高值；以及

所述捕獲單元用于將所述時長T_c確定為等于所述電壓脈沖信號V_DC具有所述邏輯高值期間的時長。

通過使用捕獲單元，可以捕獲電壓脈沖信號V_DC的準確時間基準，這可用于提高電源效率。

根據第二方面，該目標通過包括根據如上所述第一方面或根據所述第一方面的任一前述實施形式的至少一個所述同步整流控制單元的集成電路來實現。

根據所述第二方面的集成電路的優點對應于上文所述第一方面的優點。

根據第三方面，該目標通過具有功率轉換器的電子設備來實現，所述功率轉換器包括根據如上所述第一方面或根據所述第一方面的任一前述實施形式的所述同步整流控制單元。

根據所述第三方面的電子設備的優點對應于上文所述第一方面的優點。

根據第四方面，該目標通過一種同步整流控制方法來實現，所述方法包括：

檢測電源開關的體二極管導通；

輸出對應于所述體二極管導通的電壓脈沖信號V_DC；

確定所述電壓脈沖信號V_DC的時長T_c；

將所述時長T_c存儲在存儲器中；

確定在即將到來的開關循環內要用于同步脈沖寬度調制(pulse width modulatio，PWM)控制信號SQ1或非同步PWM控制信號Q1的接通時間T_on和關閉時間T_off，所述接通時間T_on和關閉時間T_off的所述確定是基于所述存儲的時長T_c；以及

通過使用所述確定的接通時間T_on和關閉時間T_off產生所述同步PWM控制信號SQ1以用于當所述電源開關在電路的同步側時控制所述電源開關的開關；或者產生所述非同步PWM控制信號Q1以用于當所述電源開關在所述電路的非同步側時控制所述電源開關的開關。

通過使用這種同步整流控制方法，可以實現同步整流占空比的精確和快速更新/調整，因為在調整期間可以采取比傳統方案更長的步長。因此，可通過同步整流控制方法實現低功耗開關。另外，通過同步整流占空比的快速更新/調整，不斷變化的條件和輕負載操作下的電流擊穿都得到有效減少。

根據所述第四方面，在所述同步整流控制方法的第一可能實施形式中，檢測所述非同步側電源開關的體二極管導通的上升沿脈沖以及輸出對應于所述體二極管導通的上升沿脈沖的上升沿脈沖電壓脈沖信號V_{on_c}。

通過檢測體二極管導通的上升沿脈沖時間，可準確地確定二極管開始導通的時間。基于該時間，則有可能控制開關脈沖之間的死區時間以最小化二極管導通時間并提高效率。

根據如上所述第四方面或根據所述第四方面的所述同步整流控制方法的所述第一可能實施形式，在所述同步整流控制方法的第二可能實施形式中，如果所述時長T_c的值大于0，T_c>0，則將死區時間T_d更新為新的死區時間值T_{d_new}；所述新的死區時間值T_{d_new}等于已經使用的死區時間值T_d減去時長T_c的一部分T_dm，T_{d_new}＝T_d-T_dm，0<T_dm<T_c。

由此，使死區時間減到最少以實現最小化的二極管導通時間，這產生高電源效率。

根據如上所述的第四方面，或者根據所述第四方面的所述同步整流控制單元的所述第一或第二可能實施形式，在所述同步整流控制方法的第三可能實施形式中，如果所述時長T_c的值等于0，T_c＝0，則將新的死區時間值T_{d_new}設為預定值T_{d_pred}，T_{d_new}＝T_{d_pred}。

如果T_c＝0，則存在電流擊穿的風險。通過本可能實施形式，這種情況被識別，并設定死區時間的預定義值以保證將不會發生擊穿。

根據所述第四方面，在所述同步整流控制方法的第四可能實施形式中，

檢測所述電源開關的體二極管導通的上升沿脈沖和體二極管導通的下降沿脈沖以及輸出分別對應于所述體二極管導通的上升沿脈沖和所述體二極管導通的下降沿脈沖的上升沿脈沖電壓脈沖信號V_on和下降沿脈沖電壓脈沖信號V_off；

將接通時長T_{on_c}確定為所述上升沿脈沖電壓脈沖信號V_{on_c}的時長以及將所述同步PWM控制信號SQ1的關閉時長T_{off_c}確定為所述下降沿脈沖電壓脈沖信號V_{off_c}的時長。

由此，可以實現同步整流占空比的準確和快速更新/調整。一種同樣有效地減少電流擊穿的低功耗開關通過同步整流占空比的快速更新/調整來提供。

根據所述第四方面，在所述同步整流控制方法的所述第四可能實施形式的第五可能實施形式中，如果所述接通時長T_{on_c}的值大于0，T_{on_c}>0，則將所述接通時間T_on更新為新的接通時間T_{on_new}；所述新的接通時間T_{on_new}等于已經使用的接通時間Ton減去所述接通時長T_{on_c}的一部分T_{on_m}，T_{on_new}＝T_on-T_{on_m}，0<T_{on_m}≤T_{on_c}。

通過檢測接通時長T_{on_c}，檢測到二極管導通的信息。基于所檢測的接通時長T_{on_c}將接通時間T_on調整為新的值T_{on_new}可用于最小化二極管導通的時間，因此用于增加效率。

根據所述第四方面，在所述同步整流控制方法的所述第四或第五可能實施形式的第六可能實施形式中，如果所述接通時長T_{on_c}的值等于0，T_{on_c}＝0，則將新的接通時間T_{on_new}設為預定值T_{on_pred}。

如果T_{on_c}＝0，則存在電流擊穿的風險。這種情況在這里被識別，并設定接通時間T_{on_pred}的預定義值以保證將不會發生擊穿。

根據所述第四方面，在所述同步整流控制方法的所述第四、第五或第六可能實施形式的第七可能實施形式中，如果所述關閉時長T_{off_c}的值大于0，T_{off_c}>0，則將所述關閉時間T_off更新為新的關閉時間T_{off_new}；所述新的關閉時間T_{off_new}等于已經使用的關閉時間T_off加上所述關閉時長T_{off_c}的一部分T_{off_m}，T_{off_new}＝T_off+T_{off_m}，0<T_{off_m}≤T_{off_c}。

通過檢測關閉時長T_{off_c}，還檢測到二極管導通的信息。這里，隨后基于所檢測的關閉時長T_{off_c}將關閉時間T_off調整為新的值T_{off_new}以最小化二極管導通的時間，即提高電源效率。

根據所述第四方面，在所述同步整流控制方法的所述第四、第五、第六或第七可能實施形式的第八可能實施形式中，如果關閉時長T_{off_c}的值等于0，T_{off_c}＝0，將所述關閉時間T_off設為預定值T_{off_pred}。

如果T_{off_c}＝0，則存在電流擊穿的風險。這種風險在這里被識別，并設定關閉時間T_{off_pred}的預定義值，這保證將不會發生擊穿。

根據如上所述第四方面，或者根據所述第四方面的所述同步整流控制方法的任一上述可能實施形式，在所述同步整流控制方法的第九可能實施形式中，

當所述體二極管正在導通電流時，輸出所述電壓脈沖信號V_DC的邏輯高值；以及

將所述時長T_c確定為等于所述電壓脈沖信號V_DC具有所述邏輯高值期間的時長。

通過使用捕獲單元，可以捕獲電壓脈沖信號V_DC的準確時間基準，這可用于提高電源效率。

根據第五方面，該目標通過一種具有程序代碼的計算機程序來實現，當計算機程序在計算機上運行時，所述程序代碼用于執行一種根據所述第二方面的方法。

根據所述第五方面的計算機程序的優點對應于上文所述第四方面的優點。此外，一種具有程序代碼的計算機程序使環境條件更靈活、準確和穩健。另外，程序代碼很容易修改和更新。

換言之，微控制器單元(Micro Controller Unit，MCU)將PWM信號提供給非SR側和SR側電源開關兩者。對于非SR側開關，通常插入延遲時間，即死區時間，以便調整PWM信號的接通時間，而關閉時間保持不變。對于SR側開關，PWM信號的接通和關閉時間應該都調整。這些調整旨在最小化體二極管導通時間以便減少功率損耗。

為了實現減少功率損耗，在MCU中實施的同步整流控制單元以事件捕獲功能為特征，這有利于將對應于捕獲到的事件的信息保存在寄存器/存儲器中。除了MCU，電壓傳感電路也用于檢測體二極管導通并產生對應電壓脈沖信號，這些信號將由MCU的捕獲單元捕獲。

對于非SR側，要求至少一個電壓傳感電路來檢測有關接通時間PWM信號的體二極管導通，以及分配至少一個專用捕獲單元以捕獲對應的脈沖信號并將對應于脈沖信號的信息保存在寄存器/存儲器中。

對于SR側，要求至少一個電壓傳感電路來檢測有關SR接通時間和關閉時間PWM信號兩者的體二極管導通，分配至少另一個專用捕獲單元以捕獲對應的PWM信號并將對應于脈沖信號的信息分別保存在兩個寄存器/存儲器中，一個用于保存接通時間PWM信號，另一個用于保存關閉時間PWM信號。

當在當前開關循環內檢測電源開關體二極管導通時，電壓脈沖信號由電壓傳感電路產生并由MCU的捕獲單元即刻捕獲。所捕獲的脈沖寬度包括保存在捕獲寄存器/存儲器中的體二極管導通時間信息。控制算法電路隨后確定下一開關循環內想要的接通和/或關閉時間場合以獲得最小的體二極管導通時間。

當在當前開關循環內沒有檢測到電源開關體二極管導通時，不產生電壓脈沖信號，因此捕獲單元不捕獲任何東西。丟失的脈沖寬度，即，0寬度信息，在這里指示體二極管沒有導通時間。控制算法電路隨后設定下一開關循環內的預定義的接通和/或關閉時間場合以獲得預定義的體二極管導通時間。接通和關閉時間的調整以每個開關循環為基礎。

本發明實施例的其它目標、優點和新穎特征將從下面詳細描述中顯而易見。

附圖說明

附圖圖示出本發明實施例的實例，結合這些附圖對各實施例進行更詳細地描述，在附圖中：

圖1為根據一些實施例的圖示同步整流控制單元的示意方框圖。

圖2為根據一些實施例的圖示同步整流控制和一個電源開關的示意方框圖。

圖3為根據一些實施例的圖示同步整流控制和兩個電源開關的示意方框圖。

圖4為圖示一些實施例的流程圖。

圖5為圖示一些實施例的方框圖。

圖6示出了根據一些實施例的輸入和輸出信號值的示例。

圖7示出了根據一些實施例的輸入和輸出信號值的示例。

圖8示出了根據一些實施例的輸入和輸出信號值的示例。

圖9示出了根據一些實施例的輸入和輸出信號值的示例。

圖10示出了根據一些實施例的輸入和輸出信號值的示例。

圖11示出了根據一些實施例的輸入和輸出信號值的示例。

圖12為根據一些實施例的圖示同步整流控制方法的流程圖。

圖13為根據一些實施例的圖示實施同步整流控制方法的處理電路的示意方框圖。

具體實施方式

本發明描述的實施例被限定為一種同步整流控制單元以及一種同步整流控制方法，它們將在下面描述的實施例中付諸實施。然而，這些實施例可為示例性的并且可采取多種不同的形式實現，且不應視為限于本文所提出的實施例；實際上，這些實施例的提供使得本發明將變得透徹且完整。

從以下結合附圖考慮的詳細說明中，還可清楚地了解其它目標和特征。然而，應當理解的是附圖僅僅為了說明，而不能作為對實施例的限制；對于實施例，應參考所附權利要求。此外，附圖不一定按照比例繪制，除非另有說明，否則它們僅僅是對結構和流程的概念性說明。

圖1示意地示出了實施本發明實施例的同步整流控制單元40的內部結構。

同步整流控制單元40包括電壓傳感電路25、捕獲單元24、存儲器(圖1中未示出)、控制算法電路26和脈沖寬度調制(pulse width modulation，PWM)信號發生器32。

電源開關14上的電壓差是同步整流控制單元40的輸入信號30，正如將結合下文圖2和圖3詳細所描述的一樣。

電壓傳感電路25用于檢測電源開關14的體二極管導通。電壓傳感電路25還用于輸出對應于所檢測到的體二極管導通的電壓脈沖信號V_DC。

根據一實施例，電壓傳感電路25還用于在體二極管正導通電流時輸出電壓脈沖信號V_DC的邏輯高值。相應地，電壓傳感電路25還用于在體二極管沒有導通電流時輸出電壓脈沖信號V_DC的邏輯低值。

換言之，電壓傳感電路25用于將電源開關14上的電壓差，例如圖2中非限制性示例中的電位點22和23之間的電壓差，視為同步整流控制方法的輸入30。電壓傳感電路25輸出電壓脈沖信號，該信號指示圖2中的電源開關14的體二極管141的導通時間。電壓傳感電路25連接至微控制器單元(Micro Controller Unit，MCU)27。MCU包括捕獲單元24、存儲器、控制算法26和PWM信號發生器32。

捕獲單元24用于確定由電壓傳感單元25輸出的電壓脈沖信號V_DC的時長T_c。捕獲單元24還用于將時長T_c存儲在存儲器(未示出)中。捕獲單元24可包含在如上所述的MCU內。

根據一實施例，捕獲單元24還用于將時長T_c確定為等于電壓脈沖信號V_DC具有邏輯高值期間的時長。

控制算法電路26用于確定在即將到來的開關循環內要用于同步PWM控制信號SQ1或非同步PWM控制信號Q1的接通時間T_on和關閉時間T_off。接通時間T_on和關閉時間T_off的這種確認是基于所存儲的時長T_c。控制算法電路26可包含在MCU內。

因此，捕獲單元24用于捕獲電壓脈沖信號V_DC的持續時間，然后控制算法電路26用于基于所捕獲的持續時間控制接通時間T_on和關閉時間T_off，或者控制第一電源開關14和第二電源開關13(圖3中示出)之間的死區時間，如下所述。在本文檔中，死區時間是由一個電源開關在其開關循環的一個或多個邊緣處插入的延遲時間，以便在一個互補開關對中提供空白的開關時間，例如，圖3中的第一開關13與第二開關14的導通之間的空白開關時間。死區時間對應于不向第一電源開關14和第二電源開關13中的任一者提供開關脈沖的時間段。死區時間用于防止電流擊穿，即，包括電源開關的電路中的短路耦合。

PWM信號發生器32用于基于所確定的接通時間T_on和關閉時間Toff產生PWM控制信號。PWM信號發生器32用于產生同步PWM控制信號SQ1以當電源開關在電路100的同步側時控制電源開關14的開關。PWM信號發生器32用于產生非同步PWM控制信號Q1以當電源開關在電路100的非同步側時控制電源開關14的開關。

輸出信號31表示所想要的開關脈沖，這些開關脈沖基于并對應于所修改的PWM信號的接通時間T_on和/或關閉時間T_off。

根據本發明實施例的同步整流控制單元40具有多個優點。同步整流控制單元能夠提供高電源效率。另外，根據本發明實施例的同步整流控制單元提出了一種簡單、復雜度很低且又穩健的方案以解決上述問題。同步整流控制單元40能夠為基本上所有可能的工作條件提供穩健的同步整流控制，而不產生電路擊穿條件。

同步整流控制單元40優化非同步側電源開關的死區時間。同步整流控制單元40還改進同步側電源開關的操作。

圖2示出了包括電源開關和同步整流控制單元40的電路100的非限制性示例的電路圖。同步整流控制單元40通過電源開關14，其可以是MOSFET等，在點22和23處連接。因此，輸入信號30對應于電位點22和23之間的電壓差。同步整流控制單元40的輸出信號31是同步PWM控制信號SQ1以當電源開關在電路100的同步側時控制電源開關14的開關，或者，是非同步PWM控制信號Q1以當電源開關在電路100的非同步側時控制電源開關14的開關。

圖3示出了配備有以第一同步整流控制單元40和第二同步整流控制單元41為形式的同步整流控制方法的半橋功率轉換器的電路圖的非限制性示例。半橋功率轉換器包括兩個電源開關13和14，例如為MOSFET，以及連接于端子10與11之間并由整流后的DC電壓供電的電容器12。第一電源開關40和第二電源開關41中的每一個分別連接至各個第一同步整流控制單元40和第二同步整流控制單元41。

第一同步整流控制單元40通過第一電源開關14在第一電位電壓點22和23處連接。因此，第一同步整流控制單元40的輸入信號30是第一電源開關14上的第一電位電壓點22和23之間的差分電壓。

第二同步整流控制單元41通過第二電源開關13在第二電位電壓點28和29處連接。因此，第二同步整流控制單元41的輸入信號30是第二電源開關13上的第二電位電壓點28和29之間的差分電壓。

第一同步整流控制單元40的輸出信號31表示所想要的第一電源開關14的開關脈沖，這些開關脈沖基于并對應于PWM信號的修改后接通時間T_on和/或關閉時間T_off。開關脈沖因此是同步PWM控制信號SQ1以當電源開關位在電路100的同步側時控制第一電源開關14的開關，以及是非同步PWM控制信號Q1以當電源開關在電路100的非同步側時控制第一電源開關14的開關。

第二同步整流控制單元41的輸出信號31表示所想要的第二電源開關13的開關脈沖，這些開關脈沖基于并對應于PWM信號的修改后接通時間T_on和/或關閉時間T_off。開關脈沖因此是同步PWM控制信號SQ1以當電源開關在電路100的同步側時控制第二電源開關13的開關，以及非同步PWM控制信號Q1以當電源開關在電路100的非同步側時控制第二電源開關13的開關。

一般而言，當第一電源開關14和第二電源開關13中的一個被接通/打開時，第一電源開關14和第二電源開關13中的另一個應該被關閉/切斷。

如圖3所示，對于半橋功率轉換器，存在兩個同步整流控制單元，即，每個電源開關一個。

同步整流控制單元還可用于，例如全橋功率轉換器，其中將使用四個同步整流控制單元，每個電源開關一個。

當存在一個以上同步整流控制單元在電路中用來控制電源開關時，這些一個以上同步整流控制單元在邏輯上獨立和分離。然而，一個以上同步整流控制單元可以在物理上分離，或可以在物理上集成于一個公共同步整流控制單元中。

圖4為圖示位于電路100的非同步側的電源開關13、14的控制算法電路26的方法/算法/邏輯的兩個實施例的流程圖。在下文中，描述該邏輯以用于第一電源開關14的受控開關的情況。然而，對應的邏輯可用于如圖3所示的半橋電路等中的第一開關14和第二開關13中的一個或多個的受控開關。

根據一實施例，電壓傳感電路25還用于檢測非同步側的電源開關14的體二極管141導通的上升沿脈沖并輸出對應于體二極管141導通的上升沿脈沖的上升沿脈沖電壓脈沖信號V_{on_c}。控制算法電路26還用于確定在即將到來的開關循環內要用于同步脈沖寬度調制(pulse width modulation，PWM)控制信號SQ1或非同步PWM控制信號Q1的新接通時間T_on和/或新死區時間T_{d_new}。

在第一步驟401中，將非同步整流側體二極管導通電壓脈沖V_DC輸入到同步整流控制單元40、41。

在第二步驟402中，確定/測量電壓脈沖信號V_DC的時長T_c。

在第三步驟403中，將時長T_c與值0相比較，如果時長T_c的值大于0，T_c>0，則方法前進到第四步驟404；如果時長T_c不大于0，則方法前進到第五步驟405。

如果該邏輯前進到第四步驟404，即，如果時長T_c的值大于0，T_c>0，則控制算法電路26還用于將死區時間T_d更新為新的死區時間值T_{d_new}。該新的死區時間值T_{d_new}在這里等于已經使用的死區時間值T_d減去時長T_c的一部分T_dm，T_{d_new}＝T_d-T_dm，0<T_dm≤T_c。

如果該邏輯前進到第五步驟405，即，如果時長T_c的值等于0，T_c＝0，則控制算法電路26還用于將新的死區時間T_{d_new}設為預定值T_{d_pred}，T_{d_new}＝T_{d_pred}。

因此，圖4示出了如何為電路100的非同步整流側電源開關優化死區時間T_d的邏輯。流程圖的輸入是非同步整流側體二極管導通電壓脈沖。然后，捕獲該電壓脈沖的時長T_c。如果時長T_c大于0，則控制算法決定減少新的死區時間T_{d_new}。否則，如果時長T_c為0，則控制算法決定將死區時間恢復到預定義值T_{d_pred}。

換言之，如果要被控制的電源開關13、14位于電路100的非同步側，則同步整流控制單元40、41控制第一電源開關14和第二電源開關13之間的死區時間。捕獲單元24在這里從電壓傳感電路獲取電壓脈沖V_DC的電壓脈沖信號時長T_c。然后，控制算法電路26分析該時長T_c是否大于0。如果時長T_c大于0，那么從死區時間T_d減去該時長T_c的百分比。另一方面，如果所獲取的電壓脈沖信號時長T_c等于0，那么將新的死區時間值T_{d_new}重置為預定義值T_{d_pred}。

圖5為圖示位于電路100的同步側的電源開關13、14的控制算法電路26的方法/算法/邏輯的兩個實施例的流程圖。在下文中，描述該邏輯以用于第一電源開關14的受控開關的情況。然而，對應的邏輯可用于如上文圖3所示的半橋電路等中的第一開關14和第二開關13中的一個或多個的受控開關。

在第一步驟501中，將對應于體二極管導通的同步側電壓脈沖信號V_DC以及非同步側PWM控制信號Q1輸入到電壓傳感電路25。

在第二步驟502中，電壓傳感電路25還用于檢測電源開關14的體二極管141導通的上升沿脈沖。電壓傳感電路25還用于輸出對應于體二極管導通的上升沿脈沖的上升沿脈沖電壓脈沖信號V_on。在圖5中，上升沿脈沖電壓脈沖信號V_on被表示為同步整流上升沿脈沖電壓脈沖信號V_sron。

控制算法電路26隨后還用于將接通時長T_{on_c}確定為上升沿脈沖電壓脈沖信號的時長V_{on_c}。在圖5中，接通時長T_{on_c}被表示為同步整流接通時長T_sronc。

在第三步驟503中，將接通時長T_{on_c}與值0相比較，如果接通時長T_{on_c}的值大于0，T_{on_c}>0，則方法前進到第四步驟504；如果時長T_{on_c}不大于0，則方法前進到第五步驟505。

如果該邏輯前進到第四步驟504，即如果接通時長T_{on_c}的值大于0，T_{on_c}>0，則控制算法電路26還用于將接通時間T_on更新為新的接通時間T_{on_new}，在圖5表示為T_{sron_new}。對于同步整流，新的接通時間T_{on_new}在這里等于已經使用的接通時間T_on減去接通時長T_{on_c}的一部分T_{on_m}，T_{on_new}＝T_on-T_{on_m}，0<T_{on_m}≤T_{on_c}，在圖5中表示為T_{sron_new}＝T_sron-T_sronm，0<T_sronm≤T_sronc。

如果該邏輯前進到第五步驟505，即如果接通時長T_{on_c}的值等于0，T_{on_c}>0，則控制算法電路26還用于將新的接通時間T_{on_new}設為預定值T_{on_pred}，在圖5表示為T_{sron_pred}。

在第二步驟506中，電壓傳感電路25還用于檢測電源開關14的體二極管141導通的下降沿脈沖。電壓傳感電路25還用于輸出對應于體二極管導通的下降沿脈沖的下降沿脈沖電壓脈沖信號V_off。在圖5中，下降沿脈沖電壓脈沖信號V_off被表示為同步整流下降沿脈沖電壓脈沖信號V_sroff。

控制算法電路26還用于通過將關閉時長T_{off_c}設為下降沿脈沖電壓脈沖信號的時長V_{off_c}來確定同步PWM控制信號SQ1的關閉時長T_{off_c}。在圖5中，關閉時長T_{off_c}被表示為同步整流關閉時間T_sroffc。

在第七步驟507中，將關閉時長T_{off_c}與值0相比較，如果關閉時長T_{off_c}的值大于0，T_{off_c}>0，則該邏輯前進到第八步驟508；如果關閉時長T_{off_c}不大于0，則該邏輯前進到第九步驟509。

如果關閉時長T_{off_c}的值大于0，T_{off_c}>0，則該邏輯前進到第八步驟508，并且控制算法電路26還用于將所述關閉時間T_off更新為新的關閉時間T_{off_new}，其為已經使用的關閉時間T_off加上時長T_{off_c}的一部分T_{off_m}，T_{off_new}＝T_off+T_{off_m}，0<T_{off_m}≤T_{off_c}，在圖5中表示為T_{sroff_new}＝T_sroff+T_sroffm，0<T_sroffm≤T_sroffc。

如果關閉時長T_{off_c}的值等于0，T_{off_c}＝0，則該邏輯前進到第九步驟509，并且控制算法電路26還用于將關閉時間T_off設為預定值T_{off_pred}，在圖5中表示為T_{sroff_pred}。

換言之，圖5的流程圖描述了如何為同步整流側電源開關14、13優化接通時間點T_on和關閉時間點T_off。流程圖的輸入為同步整流側體二極管導通電壓脈沖V_DC和非同步整流側PWM信號Q1。然后，捕獲第一接通電壓脈沖的時長T_{on_c}/T_sronc以及第二關閉電壓脈沖的時長T_{off_c}/T_sroffc。如果接通時長T_{on_c}/T_sronc大于0，則控制算法決定減少同步整流側電源開關的開時間T_{on_new_c}/T_{sronc_new}；否則，如果接通時長T_{on_c}/T_sronc為0，則控制算法決定將同步整流側電源開關14、13的開時間恢復到預定義值T_{on_pred_c}/T_{sronc_pred}。

如果第二關閉電壓脈沖的時長T_{off_c}/T_sroffc大于0，則控制算法決定增加同步整流側電源開關14、13的關時間T_{off_c_new}/T_{sroffc_new}；否則，如果第二關閉電壓脈沖T_{off_c}/T_sroffc為0，則控制算法決定將同步整流側電源開關14、13的關時間恢復到預定義值T_{off_c_pred}/T_{sroffc_pred}。

根據一方面，同步整流控制單元40、41及其實施例可包含在集成電路內。

如上所描述，同步整流控制單元40、41可用于功率轉換器。根據一方面，這樣的功率轉換器包含在功率電子設備內。

圖6為具有多個曲線的圖，這些曲線示出了第一電源開關14的第一非同步PWM控制信號Q1以及第二電源開關13的第二非同步PWM控制信號Q2的示例值和波形。圖6還示出了以下兩種電壓的曲線：通過第一電源開關14的第一電壓V_Q1，即圖3中點22和23上的電壓；通過第二電源開關13的第二電壓V_Q2，即圖3中點29和30上的電壓。圖6還示出了電壓脈沖信號V_DC的曲線，電壓脈沖信號即是電壓傳感電路25的輸出。

根據圖6所示的操作條件，由于在PWM控制信號方案中引入了死區時間T_d，電壓脈沖信號因此由電壓傳感電路25產生和輸出，即T_c>0。因此，圖6對應于圖4中流程圖的左支。電源開關14的延遲的接通時間，即第一PWM控制信號Q1達到其高值之前的死區時間T_d，允許電流在第一電源開關通過第一PWM控制信號Q1的高值接通之前流過第一電源開關的體二極管141。

電壓脈沖信號V_DC的低到高轉變指示體二極管141開始導通電流的時間點/時刻。相應地，電壓脈沖信號V_DC的高到低轉變指示體二極管141停止導通電流以及電源開關14的本體開始導通電流的時間點/時刻。

如上所述，電壓脈沖信號V_DC由捕獲單元24捕獲，而且體二極管141導通時間T_c的信息被確定并存儲在存儲器中。顯然，體二極管141導通時長T_c與所應用的PWM死區時間T_d緊密相關。為了減少體二極管141導通功率損耗，PWM死區時間為T_d，因此需要優化使得所捕獲的脈沖寬度T_c盡可能地窄。控制算法電路26因此用于將PWM死區時間T_d修改為新的值T_{d_new}，T_{d_new}＝T_d-T_dm，0<T_dm≤T_c。該新的死區時間值T_{d_new}將在下一開關循環內應用于電源開關13和14。

圖7為含有多條曲線的圖，這些曲線示出了第一電源開關14的第一非同步PWM控制信號Q1以及第二電源開關13的第二非同步PWM控制信號Q2的示例值和波形。圖7還示出了以下兩種電壓的曲線：通過第一電源開關14的第一電壓V_Q1，即圖3中點22和23上的電壓；通過第二電源開關13的第二電壓V_Q2，即圖3中點29和30上的電壓。圖7還示出了電壓脈沖信號V_DC的曲線，該電壓脈沖信號即是電壓傳感電路25的輸出。

根據圖7所示的操作條件，如果第一電源開關14的體二極管141不導通電流，即T_c＝0，那么電壓傳感電路25將不產生任何電壓脈沖信號V_DC。因此，圖7對應于圖4中流程圖的右支。

在這種情況下，控制算法26將PWM死區時間T_d調整為預定義值T_{d_pred}，T_{d_new}＝T_{d_pred}；然后該新的值T_{d_new}將在下一開關循環內被應用于電源開關13和14。

圖8、9、10和11示出了根據在電路100的同步整流側上應用的不同實施例的同步整流控制方法。在這些圖中，使用了與圖5中一樣的對應符號。這里，可以分析四種不同代表性的操作條件。在圖8中，示出了第一操作條件，其中只有第一上升沿脈沖電壓脈沖信號V_on出現。在圖9中，示出了第二操作條件，其中只有第二下降沿脈沖電壓脈沖信號V_off出現。在圖10中，示出了第三操作條件，其中沒有電壓脈沖信號出現。在圖11中，示出了第四操作條件，其中第一上升沿脈沖電壓脈沖信號V_on和第二下降沿脈沖電壓脈沖信號V_off都出現。

在圖8、9、10和11中，針對同步整流控制單元40應用于電路100的同步整流側上以控制接通和關閉時間點/時刻的情況示出了在圖3的同步整流控制單元40中實施的同步整流控制方法的操作條件。因此，針對圖8、9、10和11所示的操作條件，在圖3中示出的功率轉換器位于/置于電路100的同步整流側上。

圖8為含有多條曲線的圖，這些曲線示出了電路的非同步整流側上的第一電源開關14的第一非同步PWM控制信號Q1以及電路的非同步整流側的第二電源開關13的第二非同步PWM控制信號Q2的示例值和波形。圖8還示出了電路的同步整流側上的第一電源開關14的第一同步PWM控制信號SQ1以及電路的同步整流側上的第二電源開關13的第二同步PWM控制信號SQ2的示例值和波形。圖8還示出了第一同步電流iSR₁，其為通過同步側上的第一電源開關14導通的電流，以及第二同步電流iSR₂，其為通過同步側上的第二電源開關13導通的電流。圖8還示出了電壓脈沖信號V_DC的曲線，該電壓脈沖信號即是電壓傳感電路25的輸出，在這里為接通電壓脈沖V_on和關閉電壓脈沖V_off。

根據圖8所示的操作條件，圖8還對應于上文圖5的左支，由于第一同步電源開關14的第一同步PWM控制信號SQ1的延遲的接通時間T_on/T_sron，所以電壓脈沖信號由電壓傳感電路25產生，這啟動/允許電流流過其體二極管141。電壓脈沖信號V_DC的低到高轉變指示體二極管141開始導通電流的時間點/時刻，而電壓脈沖信號V_DC的高到低轉變指示電源開關14的體二極管開始導通電流的時間點/時刻，并因此指示體二極管141停止導通電流時的時間點/時刻。這一脈沖由捕獲單元24捕獲，如上所描述，而且關于體二極管141導通時長T_c/T_sronc的信息被確定并存儲在存儲器中。

顯然，體二極管141導通時長T_c/T_sronc與第一電源開關14的接通時間T_on/T_sron緊密相關。為了減少體二極管141導通功率損耗，接通時間T_on/T_sron因此需要優化，使得所捕獲的脈沖寬度，即時長T_{on_c}/T_sronc，盡可能地窄。

基于由捕獲單元24確定和存儲的時長T_{on_c}/T_sronc信息，控制算法電路26用于將接通時間修改為新的值T_{on_new}/T_{rson_new}，使得新的接通時間T_{on_new}等于已經使用的接通時間T_on減去接通時長T_{on_c}的一部分T_{on_m}，T_{on_new}＝T_on-T_{on_m}，0<T_{on_m}≤T_{on_c}。

新的接通時長值T_{on_new}/T_{sron_new}將在下一開關循環內應用于第一電源開關14和第二電源開關13。根據圖8所描述的操作，在將同步PWM信號SQ1調為0之后沒有電壓脈沖信號V_off/V_sroff出現。因此，PWM信號SQ1的關閉時長T_sroff/T_{off_c}的值等于0，T_{sroff_c}/T_{off_c}＝0，并且如上文針對圖5的右支所描述，將關閉時間T_sroff/T_off設為預定義值T_{off_pred}/T_{sroff_pred}。

圖9為含有多條曲線的圖，這些曲線示出了電路的非同步整流側上的第一電源開關14的第一非同步PWM控制信號Q1以及電流的非同步整流側的第二電源開關13的第二非同步PWM控制信號Q2的示例值和波形。圖9還示出了電路的同步整流側上的第一電源開關14的第一同步PWM控制信號SQ1以及電路的同步整流側上的第二電源開關13的第二同步PWM控制信號SQ2的示例值和波形。圖9還示出了第一同步電流iSR₁，其為通過同步側上的第一電源開關14導通的電流，以及第二同步電流iSR₂，其為通過同步側上的第二電源開關13導通的電流。圖9還示出了電壓脈沖信號V_DC的曲線，該電壓脈沖信號即是電壓傳感電流25的輸出，這里為關閉電壓脈沖V_off和接通電壓脈沖V_on。

根據圖9所示的操作條件，由于第一電源開關14的提前關閉時間T_off/T_sroff，所以電壓脈沖信號V_DC由電壓傳感電路25產生，這允許電流流過其體二極管141。電壓脈沖信號V_DC的低到高轉變指示電源開關14的本體停止導通電流以及體二極管141開始導通電流的時間點/時刻，而電壓脈沖信號V_DC的高到低值轉變指示體二極管141由于將第一同步電流iSR₁調到0而停止導通電流的時間點/時刻。

這一脈沖，即關閉電壓脈沖V_off，由捕獲單元24捕獲，而且關于體二極管141導通時長T_c/T_sroffc的信息被確定并存儲在存儲器中。顯然，體二極管141導通時長T_c/T_sroffc與電源開關14的關閉時間T_off/T_sroff緊密相關。為了減少體二極管141導通功率損耗，關閉時間T_sroff因此需要優化，使得所捕獲的脈沖寬度，即時長T_c/T_sroffc，盡可能地窄。基于由捕獲單元24確定和存儲的時間信息，控制算法電路26用于修改關閉時間點/時刻T_{off_new}/T_{sroff_new}，使得新的關閉時間T_{off_new}等于已經使用的關閉時間T_off加上關閉時長T_{off_c}的一部分T_{off_m}，T_{off_new}＝T_off+T_{off_m}，0<T_{off_m}≤T_{off_c}。

新的關閉時長值T_{off_new}/T_{sroff_new}將在下一開關循環內應用于電源開關13和14。根據圖9描述的操作，第一接通V_on電壓脈沖信號沒有出現，即接通時長T_{on_c}的值等于0，T_{on_c}＝0。因此將PWM信號SQ1的接通時間設為預定義值T_{on_pred}/T_{sron_pred}。

圖10為含有多條曲線的圖，這些曲線示出了電路的非同步整流側上的第一電源開關14的第一非同步PWM控制信號Q1以及電流的非同步整流側的第二電源開關13的第二非同步PWM控制信號Q2的示例值和波形。圖10還示出了電路的同步整流側上的第一電源開關14的第一同步PWM控制信號SQ1以及電路的同步整流側上的第二電源開關13的第二同步PWM控制信號SQ2的示例值和波形。圖10還示出了第一同步電流iSR₁，其為通過同步側上的第一電源開關14導通的電流，以及第二同步電流iSR₂，其為通過同步側上的第二電源開關13導通的電流。圖10還示出了電壓脈沖信號V_DC的曲線，電壓脈沖信號即電壓傳感電流25的輸出，在這里為關閉電壓脈沖V_off和接通電壓脈沖V_on。

根據圖10所示的操作條件，體二極管141不導通任何電流。因此，電壓傳感電路25將不產生任何電壓脈沖信號。換言之，接通時長T_{on_c}的值等于0，T_{on_c}＝0；關閉時長T_{off_c}的值等于0，T_{off_c}＝0。

在這種情況下，控制算法電路26用于將接通時間點/時刻T_on/T_sron設為預定義值T_{on_pred}/T_{sron_pred}以及將關閉時間點/時刻T_off/T_sroff設為預定義值T_{off_pred}/T_{sroff_pred}。這些預定義值T_{on_pred}/T_{sron_pred}和T_{off_pred}/T_{sroff_pred}將在下一開關循環內應用于電源開關13和14。

圖11為多條曲線的圖，這些曲線示出了電路的非同步整流側上的第一電源開關14的第一非同步PWM控制信號Q1以及電流的非同步整流側上的第二電源開關13的第二非同步PWM控制信號Q2的示例值和波形。圖11還示出了電路的同步整流側上的第一電源開關14的第一同步PWM控制信號SQ1以及電路的同步整流側上的第二電源開關13的第二同步PWM控制信號SQ2的示例值和波形。圖11還示出了第一同步電流iSR₁，其為通過同步側上的第一電源開關14導通的電流，以及第二同步電流iSR₂，其為通過同步側上的第二電源開關13導通的電流。圖11還示出了電壓脈沖信號V_DC的曲線，該電壓脈沖信號即電壓傳感電流25的輸出，在這里為關閉電壓脈沖V_off和接通電壓脈沖V_on。

根據圖11所示的操作條件，兩個電壓脈沖信號，接通脈沖V_on和關閉脈沖V_off，在相同開關循環內由電壓傳感電路25產生和輸出。由于電源開關14的延遲接通時間T_on和提前關閉時間T_off而輸出這些接通V_on和關閉V_off脈沖，這樣允許電流流過其體二極管141。第一接通脈沖V_on信號在第一電源開關14的同步PWM信號SQ1之前出現，而第二關閉電壓脈沖V_off信號在第一電源開關14的同步PWM信號SQ1之后出現。

第一接通電壓脈沖信號V_on的低到高轉變指示體二極管141開始導通電流的時間點/時刻，而第一接通電壓脈沖信號V_on的高到低轉變指示電源開關14的體二極管開始導通電流以及體二極管141停止導通電流的時刻。第二關閉電壓脈沖信號V_off的低到高轉變指示電源開關14的本體停止導通電流以及體二極管141開始導通電流的時間點/時刻，而第二關閉電壓脈沖信號V_off的高到低轉變指示體二極管141由于將第一同步電流iSR₁調為0停止導通電流的時間點/時刻。

第一接通電壓脈沖信號V_on的低到高以及高到低轉變由捕獲單元24捕獲，關于體二極管141導通時長T_{on_c}/T_sronc的信息被確定并存儲在存儲器中。為了減少體二極管141導通功率損耗，接通時間點/時刻T_on/T_sron應該優化，使得所捕獲的脈沖寬度，即時長T_{on_c}/T_sronc，盡可能地窄。基于由捕獲單元24確定和存儲的時長信息T_{on_c}/T_sronc，控制算法電路26用于修改接通時間T_{on_new}/T_{sron_new}，使得新的接通時間T_{on_new}等于已經使用的接通時間T_on減去接通時長T_{on_c}的一部分T_{on_m}，T_{on_new}＝T_on-T_{on_m}，0<T_{on_m}≤T_{on_c}。

在相同開關循環內，第二關閉電壓脈沖信號V_off的低到高以及高到低轉變由捕獲單元24捕獲，關于體二極管141導通時長T_{off_c}/T_sroffc的信息被確定并存儲在存儲器中。為了減少體二極管141導通功率損耗，關閉時間點/時刻T_off/T_sroff應該優化，使得所捕獲的脈沖寬度，即時長T_{off_c}/T_sroffc，盡可能地窄。基于捕獲單元24所確定的時間信息，控制算法電路26用于修改關閉時間T_{off_new}/T_{sroff_new}，使得新的關閉時間T_{off_new}等于已經使用的關閉時間T_off加上關閉時長T_{off_c}的一部分T_{off_m}，T_{off_new}＝T_off+T_{off_m}，0<T_{off_m}≤T_{off_c}。然后新的和優化的接通時間點/時刻T_{on_new}/T_{sron_new}以及新的和優化的關閉時間點/時刻T_{off_new}/T_{sroff_new}將在下一開關循環內應用于電源開關13和14。

圖12為圖示同步整流控制方法300的動作的流程圖。

然而，應注意，任何、一些或所有所描述的動作301至303可按與枚舉指示略有不同的時間順序執行，同時執行，或者甚至以相反順序執行。另外，注意的是，一些動作可以根據不同實施例以多個替代方式執行。方法300可包括以下動作：

動作301

在第一動作301中，檢測電源開關14的體二極管導通。

動作302

在第二動作302中，輸出對應于體二極管導通的電壓脈沖信號V_DC。

動作303

在第三動作303中，確定電壓脈沖信號V_DC的時長T_c。

動作304

在第四動作304中，將所確定的時長T_c存儲在存儲器中。

動作305

在第五動作305中，確定在即將到來的開關循環內要用于同步脈沖寬度調制(pulse width modulation，PWM)控制信號SQ1或非同步PWM控制信號Q1的接通時間T_on和關閉時間T_off。接通時間T_on和關閉時間T_off的確定在這里是基于存儲在存儲器中的時長T_c。

動作306

在第六動作306中，當電源開關處于電流100的同步側時，產生用于控制電源開關14的開關的同步PWM控制信號SQ1。可選地，當電源開關處于電流100的非同步側時，產生用于控制電源開關14的開關的非同步PWM控制信號Q1。

另外，該同步整流控制方法可在示意地在圖13中示出的電路600中實施。處理電路600用于：

檢測301電源開關14的體二極管導通；

輸出302對應于體二極管導通的電壓脈沖信號V_DC；

確定303電壓脈沖信號V_DC的時長T_c；

將時長T_c存儲304在存儲器中；

確定305在即將到來的開關循環內要用于同步脈沖寬度調制(pulse width modulation，PWM)控制信號SQ1或非同步PWM控制信號Q1的接通時間T_on和關閉時間T_off，其中接通時間T_on和關閉時間T_off的確定是基于所存儲的時長T_c；以及

通過使用所確定的接通時間T_on和關閉時間T_off產生306同步PWM控制信號SQ1以在電源開關處于電路100的同步側時控制電源開關14的開關；或產生非同步PWM控制信號Q1以在電源開關處于電路的非同步側時控制電源開關14的開關。

處理電路600可包括，例如，中央處理器(Central Processing Unit，CPU)、處理單元、處理器、專用集成電路(Application Specific Integrated Circuit，ASIC)、微處理器或可解析和執行指令的其它處理邏輯中的一個或多個實例。因此，本文中使用的表達“處理電路”可表示包括多個處理電路，例如上述枚舉的任何、一些或所有項的處理線路。

處理電路600還執行數據處理功能以供數據輸入、輸出和包括數據緩沖的處理，以及執行設備控制功能。

根據一些實施例，處理電路600可連接到至少一個存儲器601。存儲器601可包括物理設備，用于臨時或永久存儲數據或程序，即，指令序列。根據一些實施例，存儲器601可包括含有硅基晶體管的集成電路。另外，存儲器601可以是易失性的或非易失性的。

先前所描述的動作301至303可通過一個或多個處理電路600與執行動作301至306的功能的計算機程序代碼一起來執行。因此，包括執行動作301至306的指令的計算機程序產品在被加載至處理電路600中時，可執行同步整流控制方法300。

例如，可采用數據載體的形式提供上述計算機程序產品，所述數據載體攜帶計算機程序代碼，所述計算機程序代碼用以在其加載至處理電路600時根據一些實施例來執行動作301至306中的任意、至少一些或全部動作。所述數據載體可為，例如，硬盤、CD-ROM光盤、存儲棒、光儲存裝置、磁儲存裝置或任何其他合適的介質，如可以非暫時性方式中保存機器可讀數據的磁盤或磁帶。另外，計算機程序產品可作為服務器上的計算機程序代碼提供并可遠程地通過互聯網或內網連接等下載。

在如附圖所圖示的實施例的詳細描述中使用的術語并不旨在限制所描述的方法300和/或同步整流控制單元40，這相反受到所附權利要求書的限制。

本文所用的術語和“/或包括相關聯的所列項目中的一者或多者的任何和所有組合。”此外，單數形式“一”和“所述”解釋為“至少一個”，因此還包括多個，除非另外明確地陳述。應進一步了解，術語“包括”用于說明存在所述特征、動作、整體、步驟、操作、元件和/或部件，但并不排除存在或添加一個或多個其它特征、動作、整體、步驟、操作、元件、部件和/或它們的組合。