用于控制功率電路的功率晶體管/驅動器的設備以及用于功率變換的系統的制作方法
【技術領域】
[0001] 本公開設及變換器，并且更具體地設及用于準諧振AC/DC離線變換器的控制設備。
【背景技術】
[0002] 用于燈泡更換的基于L邸的燈的變換器W及特別地離線驅動器常常期望具有大于 0.9的功率因數、低總諧波失真(THD)并且提供安全隔離。同時，由于成本原因，期望在不閉 合反饋回路的情況下調節針對適當L邸驅動所需要的輸出DC電流。
[0003] 高功率因數化i-PF)反激式變換器能夠使用簡單且廉價的功率級滿足功率因數和 隔離規范。在M-PF反激式變換器中，不存在直接連接在輸入整流器橋的DC側兩端的儲能電 容器，使得向功率級施加的電壓被正弦整流。為了實現高PF，輸入電流必須跟蹤輸入電壓， 從而引發時間相關的輸入至輸出功率流。作為結果，輸出電流包含主線的頻率兩倍的大AC 分量。
[0004] 通常在適當延遲之后，準諧振反激式變換器具有與變壓器去磁（即次級電流已經 變為零)的時刻同步的功率晶體管導通。運允許導通發生在跟隨去磁的漏極電壓振鈴的谷， 常常稱為"谷切換"。最常見地，使用峰電流模式控制，所W功率晶體管的關斷通過電流感測 信號達到由調節輸出電壓或電流的控制回路編程的值來確定。
[0005] 在反激式變換器中，輸入電流是僅在功率晶體管的導通時間期間流動的初級電流 的平均，從而導致由對應于功率晶體管的關斷時間的空隙分開的一系列Ξ角波。運種"斬 波"使得初級電流的平均值低于峰值的一半，并且依賴于Ξ角波的占空比。作為結果，輸入 電流不再與峰的包絡成比例，并且不像正弦包絡，輸入電流不是正弦的。雖然保持正弦狀形 狀，但是輸入電流失真。運一失真正弦輸入電流導致未能實現低THD或單位一功率因數的反 激式變換器。
[0006] 圖1示出根據現有技術的高功率因數化i-PF)準諧振(QR)反激式變換器30的示意 圖。在初級側，反激式變換器30包括橋式整流器34，橋式整流器34具有被配置為從AC電力線 接收AC電壓的輸入32、連接到接地的第一輸出、W及第二輸出，整流器被配置為在第二輸出 處產生經整流電壓Vin(0)。變換器30還包括電容器Cin，其用作高頻平滑濾波器，連接在橋式 整流器34的輸出端子兩端，其中負端子連接到接地。變壓器36的初級繞組Lp具有連接到電 容器Cin的正端子的一端，并且變壓器36還包括禪合到電阻器化CD的輔助繞組Laux。初級繞組 Lp的另一端連接到功率晶體管Μ的漏極。功率晶體管Μ具有經由感測電阻器Rs連接到接地的 源極端子，電阻器Rs允許將流過Μ的電流（即當Μ導通時流過Lp的電流)讀取為電阻器Rs本身 兩端的正電壓降。控制器38控制功率晶體管M。變換器的初級側還包括電阻分壓器和錯位電 路39,電阻分壓器由與電容器Cin并聯連接的電阻器Ra和Rb構成，錯位電路39對由初級繞組 Lp的漏電感產生的漏極電壓上的尖峰進行錯位。
[0007] 在變換器的次級側，變壓器36的次級繞組Ls具有連接到次級接地的一端和連接到 二極管D的正極的另一端，二極管D具有連接到電容器Cout的正極板的負極，電容器Cwt具有 其連接到次級接地的負極板。運一反激式變換器30在Cout兩端的其輸出端子處生成DC電壓 Vnut，DC電壓將供應負載(未示出）。負載通常是高亮度L邸串。
[0008] 要調節的量(輸出電壓Vnut或者輸出電流Inut)與基準值進行比較，并且生成依賴于 它們的差異的誤差信號Ifb。運一信號通過隔離反饋塊40傳送到初級側，隔離反饋塊40通常 由光禪合器(或者能夠跨越符合IEC60950的安全要求的隔離屏障的其他裝置)實現。在初級 側，運一誤差信號是從控制器38中的專用引腳FB陷落的電流Ifb，從而產生所述引腳FB上的 控制電壓V。。如果由位于隔離反饋塊40內部的頻率補償網絡確定的整體控制回路的開環帶 寬足夠窄一一通常低于20化一一并且假定穩態操作，則至少對于一級近似，控制電壓V。可 被視為DC電平。
[0009] 在控制器38內部，控制電壓V。內部地饋送到乘法器塊42的一個輸入中，乘法器塊 42具有經由引腳MULT和電阻分壓器Ra/Rb的中點接收在Cin兩端感測的瞬時經整流線電壓Vin (9) 的一部分的另一輸入。
[0010] 乘法器塊42的輸出是經整流正弦波與DC電平的乘積，于是仍然為經整流正弦波， 其振幅依賴于均方根線電壓Vin(0)和控制電壓V。的振幅;運將是峰值初級電流的基準電壓 VCSREF(白）。
[OOW VCSREF(0)信號被饋送到脈沖寬度調制比較器44的反相輸入，脈沖寬度調制比較器 44在其非反相輸入處接收在感測電阻器化兩端感測的電壓Vcs(t，0)，電壓Vcs(t，0)是與流 過變壓器36的初級繞組Lp和功率晶體管Μ(當功率晶體管導通時）的瞬時電流lp(t，0)成比例 的電壓。假定功率晶體管Μ初始導通，通過初級繞組Lp的電流將傾斜升高，并且化兩端的電壓 也將傾斜升高。當Vcs (t，目）等于VcsREF(目）時，PWM比較器44重置SR觸發器46，SR觸發器46關 斷功率晶體管M。因此，乘法器42的輸出（成形為經整流正弦波)確定了初級繞組Lp中的電流 的峰值，作為結果，該電流將由經整流正弦波包絡。
[0012] 當功率晶體管Μ關斷時，存儲在初級繞組Lp中的能量通過磁禪合被傳送到次級繞 組Ls，并且然后傾卸到輸出電容器Cout和負載中，直到次級繞組Ls完全去磁。此時，二極管D打 開，并且漏極節點變得浮動，在次級繞組LS和二極管D導通的情況下漏極節點固定在Vin(0) + Vr。由于其開始與初級繞組Lp諧振的寄生電容，漏極節點電壓將趨向于通過阻尼振鈴最終達 到瞬時線電壓Vin(0)。跟隨變壓器36去磁的迅速漏極電壓跌落通過輔助繞組Laux和電阻器 Rzcd禪合到控制器38的引腳ZCD。每次其檢測到落至低于闊值的下降沿時，過零檢測器(ZCD) 塊48釋放脈沖，并且運一脈沖設置SR觸發器46并且驅動功率晶體管Μ導通，從而開始新的 開關周期。
[0013] 在ZCD塊48和SR觸發器46的設置輸入之間的或口 50允許啟動器塊52的輸出發起開 關周期。啟動器塊52在上電時當沒有信號在引腳ZCD輸入上可用時產生信號，并且在引腳 ZCD輸入上的信號因任何原因損耗的情況下，防止變換器30卡住。
[0014] 假定Θ e (0，31 )，根據考慮中的控制方案，初級電流的峰包絡由下式給出；
[001 引 Ipkp(目）= Ip(T0N，目）= IpKpsin 白.
[0016] 值得注意的是，運一方案導致功率晶體管Μ的恒定導通時間Ton:
[0017]
[0018] 為簡單起見，功率晶體管Μ的關斷時間T〇FF( Θ)將被視為與時間Tfw( Θ)-致，在時間 τ?(θ)期間電流在次級側流通。換言之，將忽略初級開關兩端的電壓振鈴直到達到振鈴谷的 時間間隔Tr。只要Tr<<Toff(目），運是可接雙的。
[0019]因此，開關周期τ(θ)由下式給出：
[0020] T(0)=Ton+Tfw(0).
[0021] 考慮初級繞組Lp兩端的伏秒平衡，可能寫出：
[0022]
[0023] 其中Vr是在時間間隔Τ?(θ)內在變壓器36的初級繞組Lp兩端看到的反射電壓，即 輸出電壓V?t乘初級對次級應數比n = Np/化：
[0024] VR = n(V〇ut+VF)
[0025] 其中Vf是次級二極管D上的正向壓降。因此，Τ(θ)可改寫為：
[0026] Τ(白）=T〇N(l+Kvsin 白）
[0027] 其中 Kv=Vpk/Vr.
[0028] 變換器30的輸入電流被發現為平均開關周期內的初級繞組Lp中的初級電流Ip(t， 9)。Ip(t，Θ)是圖2的右手側圖中的灰色Ξ角波系列，所W發現：
[0029]
[0030] 運示出輸入電流不是純正弦波。繪制在圖3a中的針對不同Κν值的函數sin9/(l + Kvsine)在線頻率的兩倍下是周期性偶函數。相反地，從市電汲取的電流在線頻率下將是它 的"奇對應"，如圖3b所示。
[0031] 運一電流僅對于Κν = 0是正弦；當Κν辛0時，雖然保持正弦狀形狀，輸入電流失真，Κν 越高失真越高。由于Κν不能為零(運將要求反射電壓趨向于無窮大），即使在理想的情況下， 運一現有技術QR控制方案未許可反激式變換器30中的輸入電流的零總諧波失真(Τ皿)或者 單位一功率因數。
[0032] 圖4示出針對圖1的變換器30的輸入電流Τ皿和功率因數對Κν的繪圖。
[0033] 雖然失真顯著，尤其是在高線（即高Κν)處，但是單獨諧波仍然完全在由針對諧波 電流發射限制的規章 IEC61000-3-2(或其日本同源巧IDA-MITI)考慮的限制內。針對真實世 界應用的諧波測量的示例示出在圖5中。出于