混合導通模式的逆變電源裝置及其直接電荷量控制方法
【技術領域】
[0001] 本發明屬于逆變器控制領域，更具體地，設及一種混合導通模式的逆變電源裝置 及其直接電荷量控制方法。
【背景技術】
[0002] 高功率密度是逆變電源發展的必然趨勢，但是提升功率密度難度極大。在逆變電 源中，磁性元件和散熱器是限制功率密度提升的瓶頸。要實現高功率密度必須在提高效率 的同時有效地降低體積。提高逆變電源的效率必須降低其自身的損耗，而運些損耗主要集 中在磁性元件和開關器件上。其中，磁性元件的損耗和體積都與逆變電源的工作方式密切 相關，而散熱器的體積則主要取決于開關器件的損耗。因此，通過合理的參數設計并采用合 適的工作方式，能夠在降低開關器件和磁性元件損耗的同時，有效地縮小散熱器和磁性元 件的體積。運既能提高逆變電源的效率，又能有效地提升功率密度。本發明的研究對象為圖 1所示的=相全橋逆變電源，其=相完全解禪，可等價為3個單相半橋逆變電源（如圖2所 示），并按照單相半橋逆變電源進行分析和控制。
[0003] 逆變電源中，每個開關周期內開關器件會完成一次開通和關斷（如圖3,在一個開 關周期Ts內，開關器件在驅動波形的上升沿開通，并在下降沿關斷），因此，開關器件的損耗 分為開關損耗和通態損耗兩部分。其中，通態損耗由開關器件的導通壓降和流過的電流決 定，通常無法改變。而開關損耗是由開關器件在開通和關斷過程中電壓與電流的交疊所產 生。提高開關頻率必然會大幅增加開關損耗，增大散熱器的體積。因此，必須采取相應的措 施降低逆變電源的開關損耗。
[0004] 在一定的開關頻率下降低開關損耗的有效途徑是盡可能地減少開關器件在開通 和關斷時電壓與電流的交疊時間，而運往往是通過軟開關技術實現的，即當開關器件電流 為零后，使器件關斷（或電壓為零時，使器件開通）。在小功率逆變電源中，軟開關技術主要 通過外加諧振電路來實現。根據其工作原理和電路位置可分為諧振直流環節、諧振極、輔助 諧振緩沖、主輔開關電路、載波控制等。利用諧振電路來實現軟開關時，諧振過程會在開關 器件上產生很高的電壓應力與電流應力。因此，基于諧振電路的軟開關技術僅僅適用于小 功率領域。此外，諧振電路需要加入輔助電路，額外引入了電容、電感及開關器件等輔助元 件，運使得逆變電源的控制策略變得非常復雜，影響逆變電源的穩定運行。因此，在逆變電 源中，應該在盡量不增加諧振電路的前提下，實現軟開關。
[0005] 逆變電源中的磁性元件主要包括變壓器和濾波電感。其中，逆變電源中的變壓器 可W通過采用合理的共地技術完全去除，從而消除相應的損耗。但是，作為濾波元件的電感 是無法去除的，其損耗很大一部分集中在磁忍上。為降低損耗，我們可W減小磁忍的體積 (或采用無磁忍的空屯、電感來完全去除磁忍損耗），但是運會使單位體積下所能實現的電感 量大幅降低。在逆變電源中，運會使其電流進入如圖3a所示的不連續導通模式。在該模式 下，由于電感電流在每個開關周期都會回零，使功率開關器件在不增加諧振電路的前提下 實現了零電流開通的軟開關模式，其開通過程中的損耗接近為零。此外，借助功率開關器件 的寄生電容還可實現零電壓關斷，使關斷過程中的損耗較小。開關損耗的降低還可減小散 熱器的尺寸。因此，在逆變電源中降低濾波電感的電感量，既能縮小電感的體積，減小磁忍 損耗，也能降低開關損耗，縮小散熱器的體積，從而在整體上大幅提高逆變電源的效率和功 率密度。此外，在降低電感量的同時，若保證逆變電源的輸出功率不變，則會使逆變電源工 作在混合導通模式（即帶額定負載時，每個工頻周期中，濾波電感電流在部分開關周期工作 于不連續導通模式，在其余開關周期工作于連續導通模式）。
[0006] 對于混合導通模式的逆變電源需要對其工作狀態及數學模型進行分析。目前廣泛 采用的逆變電源數學模型都是針對電感電流工作在連續模式下，W占空比為控制量建立的 線性狀態空間平均模型（占空比定義為:一個開關周期中開關器件的開通時間占整個開關 周期的比例）。而當電感電流工作在不連續導通模式時，連續模式下的數學模型不再適用， 其模型變得高度非線性化。并且，工作在混合導通模式下的逆變電源需要根據兩種模式下 的數學模型分別設計不同的控制器，還需要考慮模式切換問題。運使得混合導通模式下的 控制器設計非常復雜。
【發明內容】
[0007] 針對現有技術中混合導通模式下的控制器設計復雜的缺陷，本發明的目的在于解 決W上技術的問題。
[0008] 為實現上述目的，本發明提供了一種混合導通模式的逆變電源裝置，其特征在于， 在逆變器的交流側依次配置有濾波電感、交流電壓傳感器、濾波電容、交流電流傳感器、電 壓電流采樣單元及直接電荷量控制器，在逆變器的直流側配置有直流側電容，其中，
[0009] 所述直流側電容與所述逆變橋的輸入端相連；
[0010] 所述逆變橋的輸出端通過所述濾波電感與所述負載端相連；
[0011] 所述濾波電容與所述濾波電感相連，與所述負載端并聯；
[0012] 所述電壓電流采樣單元的輸入端通過所述電壓傳感器和電流傳感器與所述逆變 橋的輸出端相連，用于采集電壓信號和電流信號；其輸出端與所述直接電荷量控制器的輸 入端相連，用于將采集到的電壓信號和電流信號輸出至所述直接電荷量控制器；
[0013] 所述直接電荷量控制器的輸出端與所述逆變橋的控制信號輸入端相連，用于根據 所述電壓電流采樣單元提供的電壓信號和電流信號生成電荷量控制信號，并將該信號輸出 到占空比計算單元，所述占空比計算單元根據該信號計算相應的占空比信號并輸出給逆變 橋，所述逆變橋根據該占空比信號控制其開關器件的開通和關斷。
[0014] 優選地，采用小電感量的濾波電感并且其電流工作于混合導通模式，即減小了磁 忍損耗，也降低了開關損耗，同時縮小了電感和散熱器的體積，從而提高了功率密度。
[0015] 根據本發明的另一個方面，本發明提供了一種混合導通模式的直接電荷量控制 器，其特征在于，所述直接電荷量控制器包括電荷量控制單元和占空比計算單元；
[0016] 所述電壓電流采樣單元在第k個開關周期的開始時刻，將逆變電源裝置的正弦輸 入指令與輸出電壓，通過減法器相減獲得偏差值；
[0017] 所述電荷量控制單元根據偏差值和輸出電流采樣值，計算并輸出第k+1個開關周 期內維持輸出電壓為標準正弦波所需的充放電電荷量；
[0018] 占空比計算單元根據所述電荷量控制單元的輸出信號，計算并輸出所對應工作模 式下的占空比信號，所述逆變橋根據該占空比信號控制其開關器件的開通和關斷。
[0019] 根據本發明的另一個方面，本發明提供了一種混合導通模式的直接電荷量控制方 法，其特征在于，所述方法包括W下步驟：
[0020] (1)所述逆變電源裝置在第k個開關周期的開始時刻，將所述逆變電源裝置的正弦 輸入指令與輸出電壓的采樣值通過減法器相減獲得偏差值；
[0021] (2)所述電荷量控制單元根據該偏差值和所述逆變電源裝置的輸出電流采樣值， 計算并輸出第k+1個開關周期維持輸出電壓為標準正弦波所需的充放電電荷量；
[0022] (3)所述占空比計算單元根據輸入的充放電電荷量及相應的工作模式，計算逆變 橋中功率開關器件的占空比信號，并將該占空比信號輸出給逆變橋；
[0023] (4)所述逆變橋根據該占空比信號控制其開關器件的開通和關斷。
[0024] 總體而言，通過本發明所構思的W上技術方案，與現有技術相比，能夠取得W下有 益效果：
[0025] (1)本發明所述的方案是使傳統的逆變電源工作于混合導通模式，在無需外加諧 振電路的情況下實現了功率開關器件的軟開關，大幅降低或消除了磁忍損耗，有效地減小 了開關損耗。
[0026] (2)針對混合導通模式，本發明通過計算下一開關周期實現輸出電壓為標準正弦 波所需的濾波電容充放電電荷量，并將其折算為控制開關器件的占空比來實現該電荷量。 該方法可適用于高功率密度、高性能的單相及=相逆變電源，尤其是模塊化逆變電源。
【附圖說明】
[0027] 圖1為S相逆變電源主電路拓撲圖；
[0028] 圖2為單相半橋型逆變電源主電路拓撲圖；
[0029] 圖3a為不連續導通模式下濾波電感電流在一個開關周期內的波形示意圖；
[0030] 圖3b為連續導通模式下濾波電感電流在一個開關周期內的波形示意圖
[0031] 圖4為混合導通模式逆變電源控制結構圖；
[0032] 圖5為直接電量控制方法的控制結構圖；
[0033] 圖6為逆變電源裝置使用本發明方案時的空載輸出電壓、輸出電流、電感電流波形 圖；
[0034] 圖7為逆變電源裝置使用本發明方案時的帶阻性負載輸出電壓、輸出電流、電感電 流波形圖；
[0035] 圖8為逆變電源裝置使用本發明方案時的帶非線性性負載輸出電壓、輸出電流、電 感電流波形圖；
[0036] 圖9為電感電流波形示意圖；
[0037] 圖中：1、逆變橋;2、濾波電感;3、交流電壓傳感器;4、濾波電容;5、負載端;6、交流 電流傳感器;7、電壓電流采樣單元;8、直接電荷量控制器;9、直流側電容；10、減法器；11、逆 變電路。
【具體實施方式】
[0038] 為了使本發明的目的、技術方案及優點更加清楚明白，W下結合附圖及實施例，對 本發明進行進一步詳細說明。應當理解，此處所描述的具體實施例僅僅用W解釋本發明，并 不用于限定本發明。
[0039] 本發明針對混合導通模式下的逆變電源建立了在連續模式與不連續模式下的統 一數學模型，并采用了相同的控制算法，使得混合導通模式下的逆變電源能夠獲得優良的 控制性能。
[0040] 圖3a和圖3b分別為不連續導通模式下和連續導通模式濾波電感電流在一個開關 周期內的波形示意圖。其中，陰影的面積都代表著一個開關周期中流過濾波電感的電荷量 Ql,是負載所消耗的電荷量與濾波電容所需的充放電電荷量之和。由于無論電感電流是處 于不連續導通模式還是連續導通模式，流過濾波電感的電荷量由對應的功率開關器件的開 通時