抑制兩h橋級聯逆變器漏電流的調制方法
【技術領域】
[0001] 本發明涉及一種單相兩Η橋級聯逆變器的調制方法，尤其是能夠抑制非隔離型兩Η 橋級聯并網光伏逆變器漏電流的調制方法;其適用于光伏并網發電領域。
【背景技術】
[0002] 為保證使用安全，VDE4105標準對光伏(Ph〇t〇V〇ltaic，PV)并網系統共模電流(漏 電流)有嚴格限制。采用網側工頻隔離變壓器可實現PV和電網的電氣隔離、抑制漏電流，但 是，工頻變壓器體積大、重量重、成本高、系統效率低。若采用高頻變壓器實現PV和電網的電 氣隔離，可降低系統體積、重量和成本，但功率變換被分成數級，且系統效率并沒有明顯改 善。而并網逆變器的變換效率與光伏發電系統的發電效率密切相關。因此，效率高、體積小、 重量輕和成本低的非隔離光伏并網逆變器有明顯優勢。但省去變壓器使得光伏電池板和電 網之間有了電氣連接，漏電流可能會大幅增加，并帶來傳導和輻射干擾，增加并網電流諧波 以及損耗，甚至危及設備和人員安全。故抑制非隔離光伏并網逆變器的漏電流成為了研究 熱點之一。
[0003] 目前已有非隔離型單相光伏并網逆變器成功應用于商業途徑，如SMA公司的Sunny MiniCentral系列光伏逆變器。但這些結構都是基于單Η橋的改進型拓撲，只適用于小功率 場合。而下一代光伏逆變器需要達到更高的功率等級和效率，因此多電平逆變器成為了主 要研究對象。級聯Η橋多電平逆變器具有模塊化易拓展、成本低及輸出電壓質量高的特點， 并且其直流側能夠由光伏電池板獨立供電，使其獨立最大功率點跟蹤(ΜΡΡΤ)控制成為可 能，因而級聯Η橋結構成為了最具前景的光伏逆變器結構。同時，級聯Η橋光伏并網逆變器的 漏電流也成為了一個重要問題。
[0004]目前級聯Η橋光伏并網逆變器的漏電流抑制已有一些成果，如題為"Analysisand suppressionofleakagecurrentincascaded-multilevel-inverterbasedPV systems,^Υ.ZhouandH.Li,((IEEETrans.PowerElectron.)), 2014 ? 29( 10) ? 5265-5277 ("級聯多電平光伏逆變器漏電流分析與抑制"，《IEEE學報-電力電子期刊》，2014年第29卷 第10期5265-5277頁）的文章；該文提出兩種漏電流抑制方案，是在直流側和交流側分別采 用不同的無源濾波器，但該方案存在以下不足：
[0005] 1)無源濾波器主要由電感及電容組成，應用在電路中會增加逆變器的體積、重量 及成本，同時降低逆變器的電能轉換效率；
[0006] 2)漏電流諧波范圍較廣，且受環境因素影響，使濾波器參數設計過程較為復雜；
[0007] 3)級聯Η橋逆變器實際工作頻率較低，其漏電流的主要諧波頻率也較低，導致濾波 器的漏電流抑制效果并不理想。
[0008] 題為"HybridMulticarrierModulationtoReduceLeakageCurrentina TransformerlessCascadedMultilevelInverterforPhotovoltaicSystems'，， RajasekarSelvamuthukumaran，AbhishekGarg，andRajeshGupta，〈〈IEEETransactions onPowerElectron》，2015,30(4) ,1779-1783( "減小非隔離型光伏逆變器漏電流的混合調 制策略"，《IEEE學報-電力電子期刊》，2015年第30卷第4期1779-1783頁）的文章；該文提出 了一種基于兩個載波實現的兩Η橋級聯逆變器的調制策略，該方法的不足如下：
[0009] 1)該調制方法不能抑制流入電網的漏電流，無法改善并網電流質量；
[0010] 2)該方法使用了兩個同相的層疊載波，但每隔半個工頻周期載波需要移相180°， 這無疑增加了硬件實現難度。
[0011]由此可見，現有技術并不能在不增加額外成本及不影響并網電流質量下，較好的 解決橋級聯Η橋逆變器的漏電流問題。
【發明內容】
[0012] 本發明要解決的技術問題為克服現有技術中存在的問題，提出一種不需要額外的 硬件，能夠消除流入電網的漏電流，并抑制單模塊漏電流，且實現方式簡單易行的抑制兩Η 橋級聯逆變器漏電流的調制方法。
[0013]為了完成本發明的目的，本發明提出了一種抑制兩Η橋級聯逆變器漏電流的調制 方法，包括開關順序選擇;本調制方法的主要步驟如下：
[0014] 步驟1，設兩Η橋級聯逆變器的兩個模塊直流電壓相同，并記為Vdc，計算兩Η橋級聯 逆變器所有16種開關狀態(Sal\Sbl\Sa2\Sb2)的輸出電壓Uo、模塊1寄生電容電壓VN1C1、模塊2寄 生電容電壓VN2C)及總寄生電容電壓VNtCl值，
[0015]U〇= Vdc(Sal_Sbl + Sa2_Sb2)，
[001 6] VN10= _0.5vdc(Sal+Sbl_Sa2+Sb2)j
[001 7] VN20=_0.5vdc(Sal_Sbl+Sa2+Sb2)j
[0018] VNtO=VN10+VN20；
[0019] 其中，Sal為模塊1中與總輸出端相連的橋臂的開關函數，Sbl為模塊1中與模塊2相 連的橋臂的開關函數，Sa2為模塊2中與模塊1相連的橋臂的開關函數，Sb2為模塊2中與總輸 出端相連的橋臂的開關函數且滿足：
[0021] 步驟2,根據步驟1計算得到的結果，選擇總寄生電容電壓vNtQ為-Vd。的所有開關狀 態，其中Vd。為每個模塊直流電壓；
[0022] 步驟3,根據步驟2選擇的結果，按照輸出最多電平、減小開關應力及平衡模塊輸出 功率的要求，組成以下兩種開關狀態組合：
[0023] 第一種開關狀態組合：1〇1〇-1〇〇〇-11〇〇-〇〇11-〇〇〇1-〇1〇1;
[0024] 第一種開關狀態組合：1010-1110-1100-0011-0111-0101;
[0025]步驟4,對步驟3所得到兩種開關狀態組合，分別選擇以下方法得到PWM信號：
[0026]第一種開關狀態組合，實現方法為調制波與兩個層疊三角載波比較得到P麗信號； [0027]第二種開關狀態組合，實現方法為調制波與兩個層疊三角載波比較得到P麗信號。
[0028]優選的，步驟3中所述開關狀態組合的方法為：
[0029] 在調制波正半周，選擇開關狀態1100輸出0電平，選擇開關狀態1000或1110輸出+ Vd。電平，選擇開關狀態1010輸出+2vd。電平；
[0030] 在調制波負半周，選擇開關狀態0011輸出0電平，選擇開關狀態0001或0111輸出-Vdc電平，選擇開關狀態0101輸出-2vdc電平；
[0031] 開關狀態0011與1100只在調制波過零點進行切換。
[0032] 優選的，步驟4中所述第一種開關狀態組合的PWM信號產生方式為：
[0033] (1)當調制波Vref處于正半周期，S卩Vref2 0，則Sal=1，Sb2= 0;Sbl由調制波與載波Vc2 比較得到，若VrWVd，Sbl=0，否則Sbl=1;Sa2由調制波與載波V。^較得到，若VrWVd，Sa2=1，否則sa2 =0;
[0034] (2)當調制波Vref處于負半周期，S卩Vref〈0,則Sal = 0，Sb2=l;為了使載波與調制波 進行比較，將調制波加1得到修正后的調制波Vref*，即Vref* =Vref+l;Sb^調制波Vref*與載波 Vc2比較得到，若VrefSVd，Sbl = 0，否則Sbl = 1 ;Sa2由調制波VrZ與載波V。^較得到，若VreZ> Vci，Sa2=l，否則Sa2 = 0;
[0035] 其中，Sal為模塊1中與總輸出端相連的橋臂的開關函數，Sbl為模塊1中與模塊2相 連的橋臂的開關函數，Sa2為模塊2中與模塊1相連的橋臂的開關函數，Sb2為模塊2中與總輸 出端相連的橋臂的開關函數，為兩個層疊三角載波，且Vca2Vc2 2 0。
[0036] 優選的，步驟4中所述第二種開關狀態組合的PWM信號產生方式為，
[0037] (1)當調制波Vref處于正半周期，S卩Vref2 0，則Sal= 1，Sb2= 0;Sbl由調制波與載波Vcl 比較得到，若VrWVd，Sbl=0，否則Sbl=1;Sa2由調制波與載波Vc2比較得到，若VrWVd，Sa2=1，否則sa2 =0;
[0038] (2)當調制波Vref處于負半周期，S卩Vref〈0,則Sal = 0，Sb2=l;為了使載波與調制波 進行比較，將調制波加1得到修正后的調制波Vref*，即Vref* =Vref+l;Sb^調制波Vref*與載波 Vcl比較得到，若VreftVca，Sbl = 0，否則Sbl = 1 ;Sa2由調制波Vref*與載波Vil：較得到，若Vref*> Vc2，Sa2=l，否則Sa2 = 0;
[0039] 其中，Sal為模塊1中與總輸出端相連的橋臂的開關函數，Sbl為模塊1中與模塊2相 連的橋臂的開關函數，Sa2為模塊2中與模塊1相連的橋臂的開關函數，Sb2為模塊2中與總輸 出端相連的橋臂的開關函數，為兩個層疊三角載波，且Vca2Vc2 2 0。
[0040] 優選的，步驟4中所述層疊三角載波為兩個同相位的層疊三角載波。
[0041]優選的，步驟4中所述層疊三角載波為兩個反相位的層疊三角載波。
[0042] 相對于現有技術，本發明的有益效果如下：
[0043] 1、不需要額外的硬件，不會增加