一種微型逆變器的拓撲電路的制作方法
【技術領域】
[0001] 本發明涉及光伏逆變器的拓撲電路，具體的涉及一種并網微型光伏逆變器的解耦 拓撲電路。
【背景技術】
[0002] 光伏并網發電系統主要由光伏組件、直流轉交流的光伏逆變器以及其控制器組 成。光伏電池組將將吸收到的太陽能轉化為可利用的電能，通過光伏逆變器，將光伏電池輸 出的直流電轉化為與電網電壓幅值、相位、頻率均相等的交流電。控制器負責實現對光伏電 池的最大功率跟蹤控制以及變換器的控制。作為光伏電池和網側間進行能量變換的光伏逆 變器，在發電系統有著舉足輕重的地位，其安全性、可靠性、轉換效率、制造成本等因素對整 個系統的可靠性及變換效率影響很大，是光伏發電系統的核心單元。
[0003] 目前逆變器是光伏并網發電系統中的薄弱環節，其工作壽命通常為5到10年，而 太陽能電池板通常能正常使用25年。當逆變器出現故障，在維護或更換器件，無疑將浪費 掉這段時間內太陽電池板所產生的能量。通過為每個太陽能電池板安裝一個微型逆變器， 來減小面板損壞和逆變器故障對系統的影響。從短時間內來看，這種方案會增加成本。然 而，如果將時間考慮到25年，甚至更長，高可靠性的微型逆變器與集中式逆變器相比，將會 擁有更低的發電成本。另外，隨著微型逆變器的大規模生產以及制造技術的進步，其成本會 越來越低。反激式（Flyback)逆變器電路因其拓撲電路簡單，能夠實現變壓器兩側電氣隔 離等，適合作為小功率的光伏并網逆變器。然而，微型逆變器面臨著挑戰：
[0004] 1.功率密度問題：微型逆變器要求具有高的功率密度，還要求整體電路體積小。
[0005] 2.高轉換效率：由于目前光伏電池能量轉化效率不高，因此光伏并網設備的效率 每提高1 %都能夠帶來巨大的經濟價值。
[0006] 3.高可靠性：光伏電池的壽命達20年以上，微型逆變器壽命設計指標須與光伏電 池相當才能體現出微逆的優勢，單塊光伏電池輸出電壓通常為23V~45V，輸出功率范圍在 幾十瓦到幾百瓦之間。由，可知當Pin、Vdc、ω為一定時，Cin與AV成反比。當光伏電池 輸出功率為100W時前側電容的容值與二次擾動電壓的關系，可以看出由于光伏電池輸出 電壓較低，若要抑制二次擾動在合理范圍內，通常必須在光伏輸出側安置一個大容值的電 解電容。大容值的電解電容可以使得擾動電壓變小但二次擾動依然存在，并未從根本上將 其消除。大容值電解電容壽命較短，已被證實是影響微型逆變器壽命的主要因素。因此，應 采取方案取代電路中的電解電容。
[0007] 4.有競爭力的成本：為每塊光伏面板均配置微型逆變器，這就要求微型逆變器成 本較低，電路中應包含較少的器件，其控制器在能處理所有的控制、通信和計算任務同時， 亦必須具有較低的價格。
【發明內容】
[0008] 本發明的目的旨在至少解決一個上述面臨的問題，提出一種具有低成本，高可靠 性的微型逆變器。并通過對引入改進的功率解耦電路：引入附加解耦電路，將二次功率擾動 轉移到解耦電路中，使得逆變器兩側瞬時功率相等，提高微型逆變器的可靠性。
[0009] 為實現上述目的，本發明采用如下技術方案：
[0010] 一種微型逆變器的拓撲電路；其特征在于：所述微型逆變器為反激式微型逆變， 所述拓撲電路具有DC/DC模塊及DC/AC模塊；
[0011] 還具有抑制二次功率擾動的解耦電路。
[0012] 優選的，當上述微型逆變器輸入功率小于輸出功率時，多余的能量通過解耦電路 轉移到解耦電容Cx中，電路為Boost工作模式，該模式下開關Sboost與二極管D1工作。 [0013] 進一步的，上述Cx端電壓為：
[0015] 優選的，上述逆變器當輸入功率大于輸出功率時，電路為Buck工作模式，解耦電 容Cx中的能量通過解耦電路釋放，此時開關Sbuck與二極管D2工作。Cx端電壓為：
[0017] 優選的，上述微型逆變器的解耦電容的取值
[0018] 有益效果：
[0019] 本發明技術方案公開的一種微型逆變器的拓撲電路，在反激式逆變器的基礎上提 出改進的解耦方案。一個雙向DC/DC變換器和解耦電容組成的解耦電路用于抑制二次功率 擾動，該變換器并聯在反激逆變器直流側上。根據光伏電池輸入功率和逆變器輸出功率，解 耦電路有兩種工作模式，顯著地減小解耦電容的體積和容量，提高微型逆變器的可靠性。
【附圖說明】
[0020] 圖1為本發明實施例光伏并網系統示意圖；
[0021] 圖2為本發明實施例反激式微型逆變器的電路拓撲圖；
[0022] 圖3為本發明實施例的具有解耦電路的微型逆變器的電路拓撲圖；
[0023] 圖4為本發明實施例的微型逆變器工作區間示意圖；
[0024] 圖5為本發明另一實施例的具有解耦電路的微型逆變器的電路拓撲圖；
[0025] 圖6為圖5在不同模式下的運行示意圖。
【具體實施方式】
[0026] 以下結合具體實施例對上述方案做進一步說明。應理解，這些實施例是用于說明 本發明而不限于限制本發明的范圍。實施例中采用的實施條件可以根據具體廠家的條件做 進一步調整，未注明的實施條件通常為常規實驗中的條件。
[0027] 如圖1所示為光伏并網系統示意圖，光伏電池的輸出電壓為Vpv，輸出電流為Ipv， Cin為功率解耦電容，設電網側電壓和入網電流分別為：
[0028] V0(t) = Vm sinot I。（t) = Im sin ω t
[0029] Vn, In--輸出電壓幅值；ω = 2 π f，f為電網頻率。
[0030] 可得到瞬間輸出功率為
[0032] 而光伏電池輸出功率為Pin為
[0033] Pin=VpvIpv Pnax= VnaxInax (b) 〇
[0034] 由式（a)可知，逆變器輸出功率并非為恒定值，而是包含二倍頻分量的瞬變值，而 當光伏電池穩定運行在最大功率點時，其輸出功率Pmax為一恒定值，因此逆變器的輸入和 輸出的瞬時功率是不平衡的，在光伏電池側表現為其輸出電壓為在一個直流偏置電壓的基 礎上疊加有二倍頻分量。由此引出若要提高光伏電池的利用率，就必須將二次擾動電壓抑 制在合理的范圍內。
[0035] 如圖2所示，為反激式微型逆變器的電路拓撲圖，由圖可知該拓撲電路較為簡單： 變壓器原邊開關管負責對入網電流正弦脈寬調制和最大功率跟蹤控制；中間為高頻隔離變 壓器，其副邊帶有中心抽頭，變比為1 : N : N。其中，N為高頻變壓器的匝比，ΝζΓνΧ， &和N2是初、次級繞組匝數，L1和L2是初、次級繞組電感量，且L2 = N2L1。
[0036] 當反激逆變器工作斷續模式時，當輸出功率確定時，其原邊激磁電感值小于連續 模式，所需磁芯尺寸較小。且斷續模式的激磁電感電流波形是三角波，它的諧波成分少，而 連續模式下激磁