同步整流控制方法、控制裝置及開關電源的制作方法
【技術領域】
[0001] 本發明涉及一種開關電源，特別涉及開關電源的同步整流控制方法、控制裝置及 基于該同步整流控制裝置的開關電源。
【背景技術】
[0002] 隨著半導體器件及超大規模集成電路的快速發展，對大電流、低電壓，低成本隔離 開關電源的需求也隨之大幅增加。正向壓降只有〇. 3V-0. 7V的肖特基二極管整流，大導通 損耗成為開關電源小型化的瓶頸。為了提高低電壓、大電流開關電源的效率，輸出整流都 采用了同步整流技術，現有技術中，普遍都是采用了三種驅動方式，變壓器繞組電壓自驅動 型、隔離驅動型和電流驅動型
[0003] 如圖1所示的電路為變壓器繞組自驅動型，變壓器繞組自驅動型由于驅動電壓是 來自變壓器的輔助繞組，電路簡單、空間小，成本低，所以在高功率密度的模塊電源應用中， 繞組自驅動型被廣泛的應用。但是繞組自驅動型電路由于在輸出負載為空負載或輕負載 的情況下，其波形如圖2所示，輸出電流可以過零，也就是在每個開關周期是會出現反向電 流。這樣就會造成開關電源的空載損耗加大或輕載效率降低。
[0004] 其空載損耗變大原理為：在反激或反激類功率拓撲應用，空載或輕載情況下，變壓 器B值擺幅由第一象限變化到第一和第三象限，ΔΒ變大導致變壓的磁芯損耗變大。由于 有同步整流管出現了反向電流，所以增加了同步整流的關斷損耗。
[0005] 同理在正激或正激類的功率拓撲應用中，由于正激類的功率拓變壓本來就是工作 在第一和第三象限，但是其輸出儲能電感B值本應是只工作在第一象限的，在同步整流開 關出現負向電流的時候，也同樣讓輸出電感的B值工作到了第一和第三象限，同樣增加儲 能電感的磁芯損耗和同步整流管的關斷損耗。
[0006] 因此空載損耗大和輕載效率低是繞組自驅動同步整流最大的缺點；
[0007] 而采用圖3所示的同步整流電路為隔離驅動型同步整流電路，其原理為采用隔離 驅動變壓器，從變換器的原邊傳輸控制信號到副邊，用來驅動變換器副邊的同步整流整流， 這種驅動電路可以克服變壓器繞組自驅型的空載損耗大的缺點，但是帶來的新問題是由于 需要增加隔離驅動變壓器及相關電路，隔離變壓器由于體積比較大，成本較高，在高功率密 度的模塊電源中很難應用。
[0008] 而采用圖4所示的同步整流驅動電路為電流驅動型同步整流，其原理主要為在開 關電源的副邊回路里串聯采樣電阻或電流互感器，采集開關電源的副邊電流信號，經過電 壓和功率放大后，用來驅動同步整流管，在空載或輕載時如果有出現電流過零的情況，由于 驅動波形的電壓方向就會發生變化，經過電路整理后形成有正向電流的時候有驅動波形， 電流波形到零的時候，驅動電壓波形也降到零，同步整流驅動就會被關斷。這樣就沒有給輸 出電流過零創造條件，所以電流驅動型的同步整流電路不會出現開關電源副邊電流過零， 也就是不會出現同步整流繞組自驅動空載功耗變大和輕載效率變低的問題。電流驅動型同 步整流根據電流采樣的方法、放大的方法、控制的方法有非常多的電路形式和專利。電流 型同步整流雖然克服了空載損耗大，輕載效率低的問題，但是同樣不適用于高功率密度的 模塊電源，因為電流驅動型同步整流采用的互感器和電阻都是串聯在開關電源副邊的主功 率回路上的，高功率密度電源的輸出電流一般都是很大，在滿載時會造成很大的損耗，降低 了高功率模塊電源的滿載效率。如一個3. 3V輸出100W的電源在滿載工作時，輸出電流到 30A，如果采用電阻到5πιΩ會帶來近5W左右的損耗，效率下降超過4%。所以采用這種驅動 方案在輕載效率提升的時候降低了滿載效率，得不償失。而采用電阻或電流互感器的造成 的體積變大也是高功率密度電源所不能接受的。
[0009] 綜上所述的三種同步整流驅動電路的優點和缺點如表一所示。
[0010] 表一
[0011]
[0012] 高功率密度模塊電源的理想同步整流為：空載或輕載功耗小、體積/成本小、滿載 效率高。
[0013] 在隔離型開關電源中，為了實現開關電源輸出電壓的穩定，控制方式主要為PWM 控制，又叫脈寬調整控制方式，其原理是，通過調節開關脈沖高電壓時間占脈沖周期時間的 比例來調節輸出電壓，這一比例在開關電源里定義為占空比。其具體的方式為，當輸出電壓 升高時，負反饋電路將檢測并傳輸這一信號給PWM控制芯片的反饋腳，反饋腳的電平發生 變化，PWM控制芯片會根據這變化的電平輸出對應占空比的脈沖驅動信號，讓開關電源的輸 出電壓降低，以實現穩定輸出電壓的目的。如果開關電源的輸出電壓下降時，則上述的邏輯 過程則反之。
[0014] 當開關電源的負載發生變化時，輸出電壓會發生變化，PWM控制芯片的反饋腳電平 也會發生變化。
【發明內容】
[0015] 本發明的一個目的是，提供一種能實現空載或輕載功耗小、體積/成本小、滿載效 率高的同步整流控制方法。
[0016] 與此相應，本發明的另一個目的是，提供一種能實現空載或輕載功耗小、體積/成 本小、滿載效率高的同步整流控制裝置。
[0017] 本發明的再一個目的是，提供一種能實現空載或輕載功耗小、體積/成本小、滿載 效率尚的開關電源。
[0018] 就方法而言，本發明提供一種同步整流控制方法，用于對開關電源的同步整流M0S 管進行同步整流控制，該方法在繞組自驅動同步整流電路的控制基礎上，增加輕載控制步 驟，所述輕載控制步驟，包括信號傳輸步驟，將原邊PWM控制芯片的反饋腳COM的反饋信號， 通過光耦從原邊傳輸到副邊，提供給驅動控制電路；驅動控制步驟，接收由光耦傳輸來的原 邊PWM控制芯片的反饋腳COM的反饋信號，并根據反饋信號電平的高低，向繞組自驅動同步 整流電路輸出控制信號，當反饋信號為低電平時，即表征開關電源的輸出負載為輕載或空 載時，則關閉繞組自驅動同步整流電路，使同步整流M0S管工作在體二極管整流狀態，用以 實現空載損耗小的目的；當反饋信號為高電平時，即表征開關電源的輸出負載為重載時，則 不干涉繞組自驅動同步整流電路的工作，用以實現重載效率高的目的。
[0019] 就產品而言，本發明提供一種同步整流控制裝置，用于對開關電源的同步整流M0S 管進行同步整流控制，包括繞組自驅動同步整流電路，所述同步整流控制裝置還包括輕載 控制電路，所述輕載控制電路包括信號傳輸電路和驅動控制電路，所述信號傳輸電路，其輸 入連接到PWM控制芯片的反饋腳C0M，輸出連接到驅動控制電路輸入端，用以將原邊PWM控 制芯片的反饋腳COM的反饋信號，通過光耦從原邊傳輸到副邊，提供給驅動控制電路，所述 驅動控制電路，其輸出連接到繞組自驅動同步整流電路的輸入，用以接收由光耦傳輸來的 原邊PWM控制芯片的反饋腳COM的反饋信號，并根據反饋信號電平的高低，向繞組自驅動同 步整流電路輸出控制信號，以在反饋信號為低電平時，即表征開關電源的輸出負載為輕載 或空載時，則關閉該繞組自驅動同步整流電路，使同步整流M0S管工作在體二極管整流狀 態；在反饋信號為高電平時，即表征開關電源的輸出負載為重載時，則不干涉該繞組自驅動 同步整流電路的工作，用以實現開關電源重載效率高的目的。
[0020] 優選的，所述信號傳輸電路，包括電阻R31、電阻R32、電阻R33、誤差放大器U31、光 耦U32,其具體連接關系是，電阻R31的一端連接到PWM控制芯片反饋腳C0M、為信號傳輸 電路的輸入端；電阻R31的另一端連接電阻R32的一端和誤差放大器U31的控制腳，電阻 R32的另一端連接到開關電源的原邊參考地；電阻R33的一端連接到開關電源的原邊供電 端VCC，電阻R33的另一端連接到光耦U32的原邊陽極，光耦U32的原邊陰極連接到誤差放 大器U31的陰極，誤差放大器U31的陽極連接到開關電源的原邊參考地。
[0021] 優選的，所述誤差放大器U32為TL431。
[0022] 優選的，所述驅動控制電路，包括電阻R41、電阻R42、電阻R43、三極管Q41和二極 管D41，其具體連接關系是，該電阻R41的一端連接到開關電源副邊輸出端正V0 ;電阻R41 的另一端連接電阻R42的一端，電阻R42的另一端連接到R43的一端并連接到三極管Q41 的基極；電阻R43的另一端連接到開關電源副邊參考地并連接到三極管Q41的發射極，二極 管D41的陰極連接到三極管Q41的集電極，二極管D41的陽極引出作為輕載控制電路的輸 出端。
[0023] 優選的，所述繞組自驅動同步整流電路，包括驅動繞組N21、電容C21和電阻R21， 該驅動繞組N21的同名端連接到電容C21的一端，驅動繞組N21的異名端連接到同步整流 M0S管的漏極；電容C21的另一端連接到同步整流M0S管的柵極；電阻R21的一端連接到同 步整流管的柵極，另一端連接到同步整流M0S管的源極。
[0024] 本發明還提供一種開關電源，包括帶同步整流M0S管的功率轉換電路及上述的同 步整流控制裝置，所述同步整流控制裝置的輕載控制電路并聯在同步整流M0S管的柵極和 源極之間，即同步整流M0S管的柵極經輕載控制電路的二極管D41與三極管Q4