一種基于混合載波的多電平pwm調制方法
【技術領域】
[0001] 本發明屬于多電平變流器PWM技術領域，具體涉及一種適用于電壓比為1 : 2的 混合級聯H橋七電平逆變器的基于混合載波的多電平PffM調制方法。
【背景技術】
[0002] 在電力電子領域，尤其是中高壓、大功率應用場合，多電平變換器得到越來越多的 關注和應用。與傳統的兩電平變換器相比，多電平變換器在改善輸出電壓波形質量，降低開 關管的電壓應力等方面具有明顯的優勢。上世紀90年代末，印度學者M. D. Manjrekar提出 了直流側電壓比為1 : 2的混合級聯H橋七電平逆變器拓撲，其結構如圖1所示。該拓撲 由傳統的等壓級聯H橋逆變器發展而來，在相等的級聯單元個數下可以輸出更多的電平， 減少了開關器件和隔離電源的數目，因而備受關注，成為中高壓、大功率應用領域的研究熱 點。
[0003] 混合級聯多電平變換器的發展，對其調制策略的研究和改善提出了新的要求。圖1 所示拓撲的混合調制原理如圖2所示，高壓單元低頻工作，低壓單元高頻工作。這種方法合 理地利用了不同電壓等級開關器件的工作特點，同時輸出為連續變化的七電平PWM波形， 諧波特性好。然而，在一定的調制比范圍內，低壓單元存在功率倒灌問題。為了解決這個問 題，低壓單元直流側可以采用可控整流橋來代替二極管不控整流橋，此時能量可以雙向流 動，從而保持其直流側電壓的穩定。但是這種方法結構和控制比較復雜，大大增加了逆變裝 置的體積和成本，制約了該拓撲的實用性。
[0004] 因此，有必要對傳統的調制方法進行改進，從而促進混合多電平拓撲的發展和實 用化。如何在不增加系統成本的情況下，既能保證系統良好的輸出特性，又能解決混合調制 方法固有的功率倒灌問題，同時盡可能降低高壓單元的開關頻率具有重要的現實意義。
【發明內容】
[0005] 發明目的
[0006] 本發明的目的是提出一種適用于混合級聯H橋七電平逆變器的基于混合載波的 多電平PffM調制方法，一方面解決傳統混合調制策略固有的功率倒灌問題，另一方面降低 高壓單元的開關頻率，同時提高低壓單元的等效輸出頻率，能夠在不增加系統成本的情況 下，保證系統良好的輸出特性，提高該多電平逆變器的效率和實用性。
[0007] 技術方案
[0008] 本發明的技術方案如下：
[0009] (1)該方法的實現電路包括調制波發生單元U1、邏輯脈沖發生單元U2和驅動邏輯 分配單元U3三部分。調制波發生單元Ul由基準正弦信號（Vraf)、電壓參考信號（vj、全波 整流電路（Abs)、一個比較器（T1)、比例運算電路（K)和求和電路（J)組成；邏輯脈沖發生 單元U2由四個比較器（T2~T5)和三角載波信號（vtra，v tA，VtlJ組成；驅動邏輯分配單元 U3由七個雙輸入與門化~Y7)、四個雙輸入或門（Z1-Z4)和七個非門（X 1-X7)組成。其 中，三角載波信號Vtrt峰峰值為E，位于零參考線上方，并且介于E和2E之間，頻率為f 2,三 角載波信號Vtra和三角載波信號V trc峰峰值為2E，介于-E和E之間，相位相差180°，頻率 均為 A (f2< f i)。
[0010] ⑵在調制波發生單元Ul中：基準正弦信號Vref接全波整流電路Abs的輸入端，其 輸出端為高壓單元的調制信號&abs);高壓單元的調制信號VniUbs)接入比較器T 1的正相輸入 端，電壓參考信號Vj妾入比較器T i的反相輸入端，比較器T i的輸出端為邏輯脈沖信號P ; 邏輯脈沖信號P接入比例運算電路K的輸入端，比例運算電路K的輸出信號與高壓單元的 調制信號Vnifebs)同時接入求和電路J，經過差運算得到低壓單元的調制信號V 4VC)。
[0011] ⑶在邏輯脈沖發生單元U2中：高壓單元的調制信號v_bs)接入比較器T 2的正相 輸入端，三角載波信號Vttb接入比較器T 2的反相輸入端；低壓單元的調制信號V 分別接 入比較器1~3和T 4的正相輸入端，三角載波信號V 接入比較器T 3的反相輸入端，三角載波 信號VtlJ妾入比較器T 4的反相輸入端；基準正弦信號V μ接入比較器T 5的正相輸入端，比 較器1的反相輸入端接零參考電位。
[0012] (4)在驅動邏輯分配單元U3中：比較器T5輸出的極性脈沖信號D作為開關管Q 21的驅動信號，比較器T5輸出端接非門X3后的輸出信號作為開關管Q22的驅動信號；比較器T 2的輸出信號B和極性脈沖信號D接與門Y3的兩個輸入端，比較器T 2的輸出端經非門X 1后 和開關管Qm的驅動信號接與門Y 5的兩個輸入端，與門Y ；?的輸出端和與門Y 5的輸出端接或 門Z3的兩個輸入端，或門Z 3的輸出信號作為開關管Q 24的驅動信號，或門Z 3的輸出端接非 門乂5后的輸出信號作為開關管Q 213的驅動信號；比較器T 4的輸出信號A和比較器T5的輸出 信號D接與門Y1的兩個輸入端，比較器T 4的輸出端經非門X 2后和開關管Q 22的驅動信號接 與門Y2的兩個輸入端，與門Y i的輸出端和與門Y 2的輸出端接或門Z 2的兩個輸入端，或門Z 2的輸出信號作為開關管Q11的驅動信號，或門Z 2的輸出端接非門X 7后的輸出信號作為開關 管Q12的驅動信號；比較器T 2的輸出端經非門X i后和比較器T i的輸出信號P接或門Z屈 兩個輸入端，比較器T3的輸出信號C和或門Z i的輸出端接與門Y 4的兩個輸入端，與門Y 4的 輸出端和比較器T5的輸出端接與門Y7的兩個輸入端，與門Y 4的輸出端經非門乂4后和開關 管Q22的驅動信號接與門Y 6的兩個輸入端，與門Y 7的輸出端和與門Y 6的輸出端接或門Z 4的 兩個輸入端，或門24的輸出信號作為開關管Q 14的驅動信號，或門Z 4的輸出端接非門X 6后 的輸出信號作為開關管Qi:?的驅動信號。
[0013] 有益效果
[0014] 本發明的方法可以保證混合級聯H橋七電平逆變器高、低壓單元協同工作，合成 高頻調制的七電平輸出電壓波形。同時，兩級聯單元輸出電壓極性始終相同，在全調制比范 圍內不存在功率倒灌問題。此外，高壓單元在區間[E，2E]和[-E，-2E]內采用頻率較低的 載波進行PWM調制，降低了開關頻率；低壓單元在該區間內與高壓單元互補工作，在其余區 間內采用頻率較高的載波進行倍頻調制，改善了輸出電壓的諧波特性。
【附圖說明】
[0015] 下面結合附圖和實施例對本發明專利作進一步說明。
[0016] 圖1是混合級聯H橋七電平逆變器主電路。
[0017] 圖2是已提出的混合調制策略原理圖。
[0018] 圖3是本發明所提的基于混合載波的多電平PffM調制方法高壓單元的調制原理。
[0019] 圖4是本發明所提的基于混合載波的多電平PffM調制方法低壓單元的調制原理。
[0020] 圖5是本發明所提的基于混合載波的多電平PffM調制方法電路實現示意圖。
[0021] 圖6是應用本發明所提的基于混合載波的多電平PffM調制方法后，在不同調制比 M下的輸出情況，圖中從上到下分別是混合級聯H橋七電平逆變器低、高壓單元輸出電壓波 形以及合成后的逆變器總輸出電壓波形。，
[0022] 圖7是調制比為0.9時，在輸出電壓區間[+2E，+3E]內，低壓單元開關管的驅動信 號以及低壓單元輸出電壓波形。
【具體實施方式】
[0023] 本發明提出的適用于混合級聯H橋七電平逆變器的基于混合載波的多電平PffM調 制方法，其在各電壓區間內的PWM波形合成方式如